Trefwoorden |
Balun (Geaccepteerd voor publicatie in Electron) Inleiding Bijna zolang als er over radio(zenders) en antennes wordt gesproken, is het onderwerp 'balun' in de belangstelling geweest. Enerzijds doordat de reden voor het gebruik van een balun bij een antenne met een zekere 'magie' is omhult, anderzijds omdat de balun-'magisters' zelf zo hun stokpaardjes hebben waar moeilijk met rationele argumenten tegenin is te gaan. Ook nu nog is de aard en toepassing van een balun bij antennes een regelmatig terugkerend onderwerp op de 'banden' en in de radio-amateur bladen. Het lijkt daarom nog steeds een goed idee om enkele zaken rondom deze component eens op een rijtje te zetten. Het is goed om allereerst eens te kijken naar de reden(en) voor toepassing van een balun. Het woord 'balun' is een samentrekking van het Engelse balance to unbalance transformer; een transformator dus, die een ongebalanceerde 'systeem' verbindt met een gebalanceerd 'systeem'. Deze 'systemen' komen we in de radiotechniek regelmatig tegen, denk maar aan een (a-)symmetrische microfoon naar een (a-) symmetrische ingang, in-en uitgangskoppelingen van balansversterkers en natuurlijk ook de koppeling van een (a-)symmetrische zenderuitgang naar een (a-)symmetrische antenne. In al deze gevallen is het begrip 'balun' van toepassing maar wordt in de verschillende situaties steeds op een specifieke wijze benaderd.
- In de situatie van de gebalanceerde versterker is het meestal belangrijk dat de beide versterker-'helften' op hun ingang ieder een gelijke- en tegengestelde (symmetrische) stuurspanning t.o.v. een zekere referentie krijgen aangeboden. Het gaat hier dus om een spanning-symmetrische aansturing t.o.v. (HF-)aarde. - In de situatie van de symmetrische antenne gaat het om een gelijk- en tegengestelde (symmetrische) stroom in elk van de dipool helften, die samen het mooie, torusvormige stralingsdiagram opleveren. Het blijkt dat elk van deze situaties zijn eigen, optimale oplossing kent zodat we ons tevoren goed moeten realiseren welk 'probleem' we eigenlijk willen oplossen. In vrijwel alle radioamateur koop transceivers komen we een opeenvolging van balanceringen tegen als we het 'systeem' beschouwen vanaf de zendereindversterker tot aan de antenne. Het uitgangsvermogen van de zender wordt met een balansversterker en een (breedbandige) balun omgezet naar de a-symmetrisch antenne aansluiting. Meestal volgt nu een a-symmetrische voedingskabel (coax) naar de antenne, in veel gevallen een (symmetrische) dipool, die weer vooraf gegaan wordt door (breedbandige) balun. Dit is dus een dubbele omzetting, waarvan het tweede gedeelte doorgaans door ons zelf moet worden opgelost. Deze opstelling is zo gegroeid na de laatste wereld-oorlog, toen veel coaxmateriaal uit de legerdump beschikbaar kwam omdat deze kabel nu eenmaal gemakkelijker te hanteren was onder wisselende (veld-)omstandigheden, waar de (militaire-)apparatuur snel operationeel moest zijn. Vóór deze periode en voor grotere vermogens nog vele jaren daarna werden symmetrische zenderversterkers vaak met een symmetrische aanpassing en via symmetrische antenne klemmen met de buitenwereld verbonden, waarna met symmetrische voedingskabel (vaak zelfgemaakte 600 Ohm lijn), een wederom symmetrische antenne (dipool) werd aangesloten. De voors en tegens van diverse voedingssystemen zijn meer uitgebreid behandeld in het verhaal "Waar blijft de PEP" en blijkt voor een belangrijk deel samen te hangen met de hoogte van de impedantie van de aan te sluiten antenne. In dit verhaal gaan we eens kijken naar baluns die bedoeld zijn om een symmetrische antenne aan te sluiten op een a-symmetrische voedingskabel. Zoals we hiervoor al opmerkten is het hierbij de bedoeling dat in beide helften van de symmetrische antenne een gelijke stroom gaat lopen. Je kunt je afvragen waarom stromen in verder gelijke antenne delen ongelijk zouden zijn. Het blijkt echter dat de mooie symmetrische HF-antennes, waarvan we de grootheden (b.v. aansluitimpedantie, stralingsdiagram) zo goed kunnen uitrekenen met de antenne berekeningsprogramma's (Eznec, Mmana), in de praktijk helemaal niet zo perfect symmetrisch hoeven te zijn. Dit is meestal een gevolg van allerlei obstakels in de omgeving van deze antenne, denk aan de nabijheid van bomen, draden die eenzijdig over/ langs daken lopen, verschillende grondsoorten / vochtgehalte onder verschillende delen van de antenne enz. Een twee belangrijke reden voor a-symmetrie is de aansluitkabel zelf. Zou de dipool antenne direct op de coaxkabel worden aangesloten, dan 'ziet' de ene helft van de antenne de midden-geleider van de voedingskabel terwijl de andere dipoolhelft is aangesloten op de mantel. De binnenader van een coaxiale kabel is sterk gekoppeld met de (binnenzijde van de) mantel, en zullen daarom gelijke-, maar tegengestelde stromen voeren. De buitenzijde van de mantel speelt daarin geen rol, maar hangt wel als een 'extra draad' aan één van beide dipoolhelften, die daardoor een heel andere 'relatie' met de omgeving krijgt. Omdat de geleiders in een transmissielijn onderling sterk gekoppeld zijn, kunnen eventuele verschilstromen door ongelijke dipool helften alleen nog via de buitenzijde van de mantel terug vloeien waardoor deze zal gaan 'stralen' met storing in de eigen apparatuur en bij de buren tot gevolg. Omgekeerd leidt deze situatie er ook toe dat de buitenzijde van de mantel als ontvangstantenne gaat werken, en daarmee allerlei storingen oppikt uit de eigen omgeving en die van de buren (denk aan computers), als we hiertegen tenminste geen maatregelen nemen. We zoeken dus een functie die de gelijke stromen die in de voedingskabel lopen, ook kan 'afdwingen'in de niet-zo-gelijke dipoolhelften. Dit is de functie van een stroomtransformator, die in zijn eenvoudigste 1 : 1 vorm ook wel mantelstroom smoorspoel genoemde wordt. De stroombalun In een stroombalun zijn de geleiders onderling zodanig met elkaar gekoppeld, dat een stroom in de ene geleider, een stroom in de andere geleider doet vloeien, die hieraan gelijk en tegengesteld is. Een voorbeeld van zo'n systeem vinden we in een 'stroomtransformator', zie figuur 1.
Een stroom transformator heeft twee gelijke wikkelingen, die onderling zeer vast zijn gekoppeld. De stroom i1, die bij punt A de transformator binnen gaat, doet hierin een stroom lopen, die bij C de transformator weer verlaat. De stroom door de wikkeling A-C induceert een gelijke maar tegengestelde stroom in de wikkeling D-B, die als i2 bij punt B de transformator weer verlaat. Deze gelijke, en tegengestelde stroom, doet over de weerstand Rb een spanning u2 ontstaan, die gelijk is aan u2 = i1 (= - i2) x Rb . Omdat de transformator twee gelijke windingen heeft (met gelijke impedanties), ontstaat er aan de ingang ook weer een spanning u2 = u1. Deze 'stroom'-transformator dwingt dus steeds twee gelijke stromen te doen lopen, mits alle stroom i1, die de transformator in gaat, ook gedwongen wordt weer terug te lopen als i2 door de andere spoel van de transformator, en niet via een andere weg (b.v. aarde) weer terug kan naar de generator. Iets dergelijks gebeurt ook bij een transmissielijn. Ook daar zijn de geleiders onderling sterk gekoppeld omdat het hele elektromagnetische veld wordt gedwongen om binnen de transmissielijn te blijven lopen. Kijken we als voorbeeld eens op dezelfde wijze naar zo'n transmissielijn in figuur 2.
We zien hier een transmissielijn, waarvan we weten dat, als deze wordt afgesloten met zijn karakteristieke impedantie Rb, er voor zorgt dat de spanning van de generator U gelijk is aan de spanning op de belastingsweerstand (afgezien van kabeldemping) en ook dat de ingaande stroom van de generator, gelijk en tegengesteld is aan de stroom die via de (gekoppelde, binnenzijde van de) mantel weer terug vloeit naar diezelfde generator. In onze voorstelling is dit wederom waar, zolang er geen 'lek' stroom vloeit via de buitenzijde van de mantel. Als we de transmissielijn 'oneindig' lang maken zal deze lekstroom inderdaad zeer klein kunnen worden. Dit 'ideaal' van de oneindig lange transmissielijn kunnen we benaderen door de impedantie van (de buitenzijde van de) mantel een hoge waarde te geven. Voor het veld binnen de transmissielijn maakt het niet uit hoe deze transmissielijn zal gaan lopen; recht, krom of in een cirkel. Als we de transmissielijn dus oprollen tot een spoel zal deze al zijn eigenschappen volledig behouden, maar krijgt de buitenmantel een toenemende impedantie naarmate de frequentie hoger wordt. We kunnen eventueel de impedantie van deze mantelspoel nog verder verhogen door deze van een (ferriet) kern te voorzien en daarom winden we deze mantelspoel b.v. graag om een ferriet ringkern (de stippellijntjes boven de 'coax'). Er is nu voor de stroom die de transmissielijn in gaat geen andere weg meer terug dan via de (binnen-)mantel en dus hebben we weer de stroomtransformator gekregen als in figuur 1, waarbij i1 noodgedwongen gelijk en tegengesteld is aan i2. De balun aan de antenne Met de informatie van hiervoor kijken we nu naar een (symmetrisch) antennesysteem dat gevoed wordt met een transmissielijn en een stroom balun, zoals in figuur 3.
De generator is nu onze transceiver geworden, die de antenne voedt met een (coaxiale) transmissielijn en daarna onze balun. De antenne is volledig ontkoppeld van de transmissielijn door de hoge impedantie van de buitenmantel die tot een spoel is opgerold, al dan niet op een spoel-(ferriet)kern. De stroom die door de transmissielijn naar de antenne wordt gevoerd loopt nu ook weer terug (in tegenfase) door de binnenmantel zodat de twee dipool elementen in de vorm van de halve stralingsweerstanden gevoed worden met gelijke, en in tegenfase, stromen. We zien nu ook onmiddellijk in wat er gebeurd als b.v. een van de twee halve stralingsweerstanden een extra impedantie naar aarde zou vertonen, b.v. door capaciteit naar de omgeving (dakgoot). Omdat de stromen door de coax volledig gekoppeld zijn, zal de stroom in de andere geleider toch weer gelijk zijn aan die door het element-met-extra- impedantie waardoor de symmetrie gehandhaafd blijft. Aan de balun stellen wij dus de eis dat de heen en teruggaande stromen altijd gelijk en in tegenfase zijn, ongeacht de misschien niet helemaal gelijke 'halve' stralingsweerstanden. De beste test voor zo'n balun is daarom deze te onderzoeken onder volledige onbalans condities, d.w.z. met de andere geleider geaard dan die aan de generator zijde. Als ook dan de tussenschakel demping (insertion loss) laag blijft en ook de SWR, als de andere zijde wordt afgesloten met de juiste impedantie (maar 'omgekeerd' geaard), dan voldoet deze aan onze meest extreme eisen. Aan de impedantie van Zmantel stellen we daarom de eis, dat deze zo hoog is t.o.v. de belastingsimpedantie (Rant), dat de 'lek' stroom door deze mantel onbelangrijk is geworden t.o.v. de stroom door Rant. In de praktijk blijkt dat een factor 4 hiervoor juist voldoende is (vermogen schaalt met i2!). Om een gevoel te krijgen voor wat getalletjes, rekenen we een stroombalun uit voor een antenne met een impedantie van 50 Ohm; afhankelijke van de hoogte boven de grond zal een dipool antenne inderdaad zo'n impedantie (stralingsweerstand) kunnen vertonen. Uit het voorgaande weten intussen dat we voor de mantelimpedantie een waarde zoeken van 4 x 50 = 200 Ohm, en wel op de laagste frequentie waarop we de balun willen toepassen, b.v. vanaf 2 MHz. Omdat de impedantie van een spoel omhoog loopt met de frequentie, wordt de mantel impedantie dan automatisch beter (hoger) op hogere frequenties. We zoeken dan een spoel met een zelfinductie van: L = XL / w = 200/ (2.p. 2.106) = 16 mH Let op: De waarde van de impedantie (en dus van de hieruit afgeleide zelfinductie) hangt samen met de 'systeem' impedantie van 50 Ohm. Dit geldt dus in het algemeen zo ongeveer indien toegepast in relatie tot een dipoolantenne-in-resonantie. Buiten resonantie is de impedantie (veel) hoger en dient dus ook de mantel impedantie van de balun-'spoel' hoger te zijn als deze nog steeds 'groot' moet zijn t.o.v. de dan geldende 'systeem'-impedantie. We dienen dus altijd op te passen als we een dipool antenne buiten resonantie aansturen.
De algemene formule voor het berekenen van een zelfinductie luidt: L = n2 . μ . Q / l, (H) waarin 'n' staat voor het aantal windingen, 'Q' voor het oppervlak van één winding en 'l' voor de lengte waarover gewikkeld werd. Deze theoretische formule levert redelijk nauwkeurige waarden, zolang de lengte meer dan drie maal zo groot is als de doorsnede van de spoel. Een spoel die is opgerond tot een keurig bosje draad voldoen absoluut niet
aan de lengte / diameter eis, maar gelukkig levert de ARRL in hun handboeken
een praktijkvoorbeeld van het maken van zo'n draaddipool. Afhankelijk van de
specifieke toepassing / gewenste bandbreedte raadt men voor het HF-gebied (3
- 30 MHz) een aantal van 6 - 10 windingen aan met een diameter tussen de 10
en
Transmissie De balun uit figuur 4 werd vervolgens gemeten op zijn 'stroombalancerende' eigenschappen door te kijken naar zijn transmissie en reflectie gedrag, steeds afgesloten met een weerstand van 50 Ohm. De metingen werden verricht onder maximaal ongunstige balans condities, d.w.z. aan de 'secundaire' zijde met de middengeleider aan aarde. Allereerst zien we de transmissie eigenschappen in figuur 5.
In figuur 5 zien we het transmissiegedrag (insertion loss) van de draadbalun van figuur 4. Vanaf ca 2 MHz. en hoger zijn de verliezen al lager dan 1 dB om pas bij ca 50 MHz. weer te gaan toenemen. Het gedrag aan de lage kant wordt veroorzaakt door de spoelimpedantie van de 6 windingen, die voor frequenties lager dan 2 MHz. merkbaar wordt als een parallelspoel aan de ingang. Aan de hoge kant wordt de afval bepaald door de parallelcapaciteit van de spoel. Deze parallel capaciteit is een min of meer 'toevallige' waarde, die best wat groter of kleiner kan uitvallen, afhankelijk van de wijze waarop de windingen naast elkaar liggen. Dat de demping na de resonantie-'dip' nog even verbeterd is voor onze toepassing eigenlijk niet meer van belang. Hoewel het frequentiegedrag van deze stroombalun helemaal niet zo slecht is, zouden we kunnen overwegen om het gedrag aan de lage frequentiezijde nog wat te verbeteren door meer windingen op de spoel te leggen. Hierdoor zal de parallel capaciteit echter ook gaan toenemen waardoor het gedrag van de 'resonantie dip' aan de hoge frequentie zijde omlaag gaat in frequentie. Hoewel we hier nog wat ruimte hebben voordat de effecten merkbaar gaan worden op de HF-banden tot 30 MHz., zouden we dat toch liever willen vermijden. Reflectie Kijken we ook nog naar het reflectie gedrag, d.w.z. naar de SWR aan de ingang van deze component onder de condities als hier boven. We vinden dan figuur 6.
In figuur 6 vinden we terug wat we meten aan de ingang van onze draad balun, als deze wordt afgesloten met een weerstand van 50 Ohm en een toestand van maximale onbalans moet voeden (middengeleider geaard aan secundaire zijde). Waar de verliezen gingen oplopen in de transmissie grafiek (< 2 MHz.) zien we hier de reflecties gaan toenemen (SWR wordt groter) en waar de parasitaire capaciteit merkbaar was (> 50 MHz.) merken we dit ook in de toename van de SWR. Ook hier zien we de SWR nog even 'terugkomen' op ca 150 MHz. maar dat is voor onze toepassing niet meer zo relevant en bovendien afhankelijk van 'toevallige' omstandigheden (spoelcapaciteit). Vermogen Alles bijeen is dit echter zeker geen slechte stroombalun en we zouden kunnen overwegen om deze voortaan ook maar op deze wijze toe te passen. Dit wordt zeker een overweging als we ons vervolgens realiseren dat de toegestane belasting op deze balun uitsluitend wordt bepaald door de eigenschappen van de toegepaste transmissielijn; bij gebruik van RG58: Vmax = 1900 V. (600 bij de geschuimde binnenisolatie van RG 58 foam) Imax ca Volgens het ARRL handboek kan RG58 materiaal veilig elk vermogen hanteren tot ruim boven de 1,5 kW (de officiële limiet in de VS). Meer draad baluns Eind jaren '90 heeft Steve Steltzer, WF3T, een serie metingen gedaan aan diverse
draad-balun typen met een geautomatiseerde meetopstelling met een HP vector
voltmeter. Hij heeft hiervoor twee type 'hemelwater afvoerbuis' gebruikt,
t.w. van
In figuur 6a zien we de resultaten van de metingen. Alle spoelen zijn netjes, en aansluitend gewikkeld, behalve de balun gemerkt 'bosje'. Zoals we al eerder zagen willen
we voor een 50 Ohm systeem het liefst een balun met een eigen impedantie die minstens
vier maal zo hoog ligt, dus minimaal 200 Ohm. Het is duidelijk dat de
spoelen: '6 wdg Verder zien we bij alle baluns een opvallende resonantie piek, waarbij de impedantie oploopt tot indrukwekkende waarden. Dit is het gevolg van een parallel-resonantie van de spoel met zijn parasitaire capaciteit. Bij meer windingen gaat de zelfinductie van de spoel omhoog en zal, bij gelijkblijvende capaciteit, de resonantiefrequentie omlaag gaan. Omdat meer windingen ook een toename van de capaciteit betekenen, werkt dit effect hier dubbel. Na de resonantie-piek neemt de
impedantie weer af, omdat nu de invloed van de parasitaire capaciteit de
overhand krijgt. Zolang de totale impedantie maar hoog blijft is dit geen
probleem, maar we zien dat bij b.v. de Bij de meting: '8wdg, Uit deze serie metingen kunnen we de conclusie trekken dat een draadbalun bruikbaar kan zijn over een beperkt aantal amateur banden en bij zorgvuldige planning van de resonantiepiek, op een enkele band zelfs niet is te overtreffen. Als breedband balun zijn er echter betere oplossingen te bedenken, die we in de volgende paragrafen zullen aantreffen.
Nu we de eisen kennen voor de stroombalun en gezien hebben hoe deze uitwerken voor een draad balun, gaan we vervolgens onderzoeken of we de stroombalun nog kunnen verbeteren. We zagen dat de eigenschappen van de beschreven draadbalun nog juist toereikend waren voor de HF banden tussen 3 en 30 MHz. In eerdere verhalen over toepassingen van ferriet materiaal weten we dat we de 'breedband' eigenschappen van een spoel aanzienlijk kunnen verbeteren en daarom ontwerpen we nu een stroombalun op b.v. een 4C65 ringkern. We zagen eerder dat we voor de balun in een 50 Ohm systeem een spoel zochten met een impedantie van 200 Ohm op de laagste toepassingsfrequentie, die we voor dit verhaal gesteld hebben op 2 MHz.
In de tabellen van de firma Ferroxcube vinden we dat een n = Ö16 / 0.17 = 9,6 (10) windingen moeten leggen voor de gevraagde balun. De balun ziet er dan uit als in figuur 7.
Let op: Tot nu toe hebben we steeds gesproken over 'transmissielijn' en voor de overzichtelijkheid hebben we daarvoor in de tekening en de proeven steeds coaxiale transmissielijn gebruikt. Ook bij symmetrische voedingslijnen geldt echter het hele bovenstaande verhaal omdat ook daar de beide geleiders onderling stevig gekoppeld zijn, zij het minder vast als bij coax. Als we daarom transmissielijn transformatoren maken met symmetrische transmissielijn, dienen we de wikkelingen naast elkaar te leggen en zeker niet overlappend, liefst met enige ruimte er tussen.
Transmissie De berekende balun heb ik vervolgens gemeten op de manier als tevoren besproken: secundaire zijde met de centrale geleider geaard en vervolgens de transmissie en reflectie eigenschappen gemeten. We vinden dan de grafiek van figuur 8.
In de grafiek van figuur 8 zien we de eigenschappen van eenzelfde type balun als in figuur 5, maar nu gewikkeld op een ferriet ringkern. De gewenste eigenschappen zijn inderdaad flink verbeterd. Zo is het punt waarop de 'transport' verliezen nog maar 1 dB bedragen omlaag geschoven tot 0,9 MHz en aan de hoge kant verschoven naar meer dan 150 MHz. In het voor ons interessante gebied tussen 3 en 30 MHz. is de demping kleiner dan 0,1 dB en hier blijft weinig meer te wensen over. Reflectie Natuurlijk kijken we ook nog naar wat we zien aan de ingang van deze balun, als die weer is afgesloten met een weerstand van 50 Ohm. We vinden dan figuur 9.
Ook hier zien we een enorme verbetering t.o.v. het gedrag van de draadbalun. De SWR blijft laag tot voorbij het eerste meetpunt op 0,5 MHz. en pas boven de 200 MHz. gaat de reflectie weer wat toenemen. Vermogen Met de gunstige eigenschappen van de ferriet balun voor transmissie en reflectie, kunnen we ons afvragen waarmee we deze 'winst' hebben moeten betalen. Hoewel de 'prijs' niet zeer hoog is, blijkt toch dat het toegestane vermogen op deze ferriet balun kleiner is dan dat bij de 'draad' balun. In het verhaal over de HF spoelkern materialen vonden we dat de formule voor de maximale spanning op een spoel met ferriet kern samenhangt met kernverzadiging (beneden de 3 MHz) en met het ontwikkelde vermogen in de kernverliezen (boven 3 MHz). We weten ook dat de kernverliezen zullen toenemen met de frequentie en we moeten dus de maximaal toegestane spanning voor vermogensoverwegingen uitrekenen bij de hoogste frequentie waar we de component willen toepassen, b.v. 30 MHz. De formule voor deze maximum spanning luidt: _________________ UL(dissipatie) = √Pmax . (Q/6 + 1/Q) XL waarin: Q = u'/ u", XL is de zuivere spoel
reactantie Pmax de maximale
dissipatie van de kern; in geval van de hier toegepaste De afleiding van deze formule is ook te vinden in HF spoelkern materialen. Vullen we de waarden van de bovenstaande spoel in dan vinden we UL(dissipatie) = 115 V. Dit is goed voor 265 W. in een 50 Ohm systeem. De 'prijs' valt dus erg mee, al schuilt er een addertje onder het gras. Als de impedantie nu eens geen 50 Ohm meer is, en in een dipool buiten afstemming is dat zeker het geval, kan de spanning best hoger oplopen dan 115 V., ook als het systeemvermogen lager is dan deze 265 W. We moeten hier altijd op bedacht zijn als we een dipoolantenne buiten resonantie bedrijven (ook als we 'beneden' met de tuner de SWR keurig hebben teruggebracht tot aanvaardbare waarden blijft de antenne impedantie onveranderd en (veel) hoger dan 50 Ohm!). Het lijkt er dus op dat we in de stroombalun op 4C65 materiaal een ideale component hebben gevonden. Andere kernen Laten we nog even terug gaan
naar een van de uitgangspunten van de stroombalun.
We zagen hier dat het belangrijk was om een hoge impedantie te creëren
(minimaal 4 x de systeem impedantie) over de mantel van de transmissielijn.
Hoe deze impedantie wordt gerealiseerd is volmaakt onbelangrijk, zolang deze
maar hoog is. Er gelden dus dezelfde overwegingen als die we kunnen zien in
het verhaal over Ferriet in
EMC toepassingen. We kunnen ons dan ook afvragen of we voor de stroombalun ook werkelijk een hoog-frequent
ferriet moeten kiezen (4C65), of dat ook andere ferrieten kunnen worden
toegepast. Om dit te testen heb ik dezelfde balun als op de 4C65 ringkern (10
wdg. op een Transmissie Ook deze stroombalun heb ik weer gemeten op de eerder besproken wijze, en vind dan de grafiek van figuur 10.
Zoals te verwachten viel is het gedrag van deze balun aan de lage frequentie kant (< 2 MHz) nog weer iets beter dan bij het 4C65 materiaal, al hebben we deze verbetering niet echt meer nodig. Aan de hoge frequentie zijde zien we een afval van 1 dB op ca 100 MHz en dit komt doordat het 3E25 materiaal echt gemaakt is voor lage frequenties; vanaf enkele tientallen MHz. is ook de verliesfactoren (μ") 'uitgewerkt' en houden we alleen nog maar de 'pure' spoel op lucht over, waarover nog steeds de parasitaire capaciteit. Reflectie De reflectie eigenschappen van deze stroombalun vinden we vervolgens in figuur 11.
Ook hier vinden we een vrijwel perfecte stroom balun, die tot ver voorbij 50 MHz. nog prima bruikbaar is. Vermogen. Ook bij deze stroombalun op 3E25 materiaal onderzoeken we nog even wat het maximale systeemvermogen is waarbinnen we deze nog mogen toepassen. Dezelfde formule is weer van toepassing als bij het 4C65 materiaal. Ingevuld voor de gegevens van het 3E25 ferriet vinden we op 30 MHz., ULdissipatie = 100 V. Dit is weer goed voor 200 W. in een 50 Ohm systeem. Ook hier geldt weer dat we bedacht moeten zijn op 'systeem'- impedanties hoger dan 50 Ohm (dipoolantenne buiten resonantie), waarbij de spanning over de spoel kan oplopen tot hogere waarden. Ook de stroombalun op LF ferrietmateriaal voldoet dus ruimschoots aan onze systeem eisen. Parasitaire capaciteit Zoals gemeld werkt een stroom-balun bij de gratie van een hoge impedantie van de (buiten-) mantel tussen de ingang en uitgang van de transformator, die gevormd wordt door de mantelspoel. Parallel aan deze spoel staat echter een parasitaire spoelcapaciteit, waarvan de impedantie juist afneemt met de frequentie. Het is daarom de moeite waard om deze capaciteit zo klein mogelijk te houden. Dit wordt bereikt door een zo groot mogelijke afstand tussen de eerste en laatste winding van deze spoel, omdat hiertussen de grootste spanning wordt ontwikkeld. Gemeten is dat wanneer de afstand tussen deze twee windingen één centimeter of groter is, de parasitaire capaciteit minimaal is. Als proef werd nog gemeten of het bekende 'kruislings oversteken halverwege de spoel' nog enig effect had op deze parasitaire capaciteit. Het blijkt echter dat deze wikkelwijze de windingen dichter op elkaar dringt, waardoor deze capaciteit juist toeneemt i.p.v. minder wordt. In tegenstelling tot wat hierover verteld wordt is deze wikkelwijze daarom af te raden. We zagen hiervoor al dat één van de beperkingen van een 'spoel' balun, al dan niet op kern, geleverd wordt door de parasitaire capaciteit, die we parallel aan de spoel terugvinden. Vanaf de frequentie waarop deze capaciteit 'belangrijk' wordt, verliest de spoel zijn hoge impedantie en wordt de balun minder bruikbaar (frequentie afval aan de hoge kant). Je kunt daarom overwegen om de transmissielijn niet tot een spoel te wikkelen, maar als een gestrekte lijn te laten. Over deze lijn kunnen we ferriet ringetjes schuiven, waarbij we weten dat elke maal dat een draad door zo'n ringetje gaat, dit telt voor een hele winding. Elk ringetje telt dus voor een één-windingspoel en al deze spoeltjes staan in serie, daarmee dus ook de parasitaire parallelcapaciteit, waarmee dus ook een heel kleine totaal capaciteit wordt verkregen. Als we deze 'ringetjes balun'
zouden maken op RG58 coax kabel (buitendiameter ca De maximale dissipatie van een 4A11 ringkern van deze afmetingen is echter maar ca 30 mW. omdat het maximale, intern gedissipeerde vermogen in deze ringkernen schaalt met de wortel uit de verhouding van de volumes (zie Ferrieten in de HF techniek). De maximale spanning per ringetje (1 wdg) komt daarmee op: ULdissipatie 1,6 V., en de maximale spanning over de totale ringetjes balun daarmee op ca 90 V. en dat is goed voor een systeemvermogen van ca 160 W. in een 50 Ohm systeem, mits over alle ringetjes een gelijke spanning komt te staan. In de praktijk zal het ferrietmateriaal van diverse productie 'batches' wat uiteen lopen zodat over sommige ringetjes meer spanning komt dan over andere. Voor de veiligheid lijkt een totaal vermogen van 100 W. dan ook het maximum voor dit type balun op 4A11 materiaal op een RG58 coax. Kijken we nog naar wat grotere
ringetjes, die passen op een RG213 coax, met een buitendiameter van ca Al = 485. Hiervan hebben we er
dan 33 nodig, waarmee de balun een lengte krijgt van Voor de berekende balun op 3E25 materiaal wordt dit systeemvermogen lager (lagere μ', lagere μ"). Het is dus duidelijk dat een ringetjesbalun voornamelijk bedoeld is voor (zeer) breedbandige (b.v. EMC) metingen, maar minder geschikt is voor toepassing in vermogenssystemen. Als we ons verder realiseren
dat de eigenschappen van de eenvoudig te maken balun op de
Conclusie over de stroom balun op ferriet materiaal Uit alle bovenstaande
voorbeelden kan de conclusie worden getrokken, dat voor het maken van een stroombalun elk ferrietmateriaal
uit de junk box kan worden gebruikt, en dat voor een goede stroom balun op
een Tot nu toe hebben we steeds gesproken over de 'balanceer'-functie van de stroombalun bij toepassing van een symmetrische (dipool) antenne. Omdat de stroombalun een algemeen sperrende werking heeft op HF stromen die langs de mantel van de antennevoedingskabel lopen wordt deze component niet alleen als balun ingezet maar ook als mantelstroom smoorspoel in het algemeen. Het verdient daarom aanbeveling om zowel bij de antenne (balun) als aan de kant van de transceiver (mantelstroom smoorspoel) zo'n component in te zetten. Mantelspoel op ijzerpoeder kern Alles wat tot nu toe werd
besproken betreft de functie van mantelstroom smoorspoel op een ferriet
ringkern. IJzerpoeder ringkernen hebben een veel lagere permeabiliteit,
waardoor voor dezelfde systeemeisen veel meer windingen nodig zijn. Als we
b.v. een Tot nu toe hebben we steeds over een stroombalun gesproken omdat we in het begin hebben afgeleid dat we zo'n type nodig hebben bij een symmetrische dipool antenne. Toch wordt in de diverse Hambladen ook regelmatig gesproken over spanningsbaluns, die dan dezelfde balancerende functie in het antennesysteem zouden moeten hebben als de eerder besproken stroombalun. De bedoelde spanningsbalun wordt over het algemeen ontworpen als een tri-filaire transformator die zodanig is gewikkeld dat de 'balans'-zijde wordt afgenomen 'rondom' de aardaansluiting aan de primaire zijde. Figuur 12 geeft een voorbeeld van het schema van zo'n transformator.
We zien in figuur 12 dat de generator aangesloten is over twee spoelen in serie en ook aan de secundaire zijde wordt de spanning afgenomen over twee spoelen. Alle spoelen zijn onderling sterk gekoppeld (gewonden op dezelfde kern) en daarom is de uitgangspanning gelijk aan de ingangspanning. Aan de ingang zien we de generator met één zijde geaard terwijl aan de uitgangszijde de spanning wordt afgenomen rondom dit aardpunt (gebalanceerd); een spannings- unbalance naar balance transformator, balun. We kunnen ons overigens
afvragen wat zo'n 'aardpunt' waard is als dit via de buitenmantel van de coax
is aangesloten op de balun. Volgens "Reference data for
Radio Engineers" heeft 'standaard' elektriciteitskabel voor frequenties
tussen 3 en 30 MHz een zelfinductie van ca 1,6 mH/mijl, dus ca 1 μH/m. De voedingslijn (mantel) van
De balun als trifilaire transformator ziet er in de praktijk vaak uit als in figuur 13.
De balun van figuur 13 is
ontworpen volgens de principes die we al eerder in dit verhaal zijn
tegengekomen. De generator staat over twee spoelen (zie figuur 12). De
impedantie van deze twee spoelen in serie moet minimaal vier maal zo hoog
zijn als de systeem impedantie (50 Ohm), dus minimaal 200 Ohm. Op de laagste
toepassingsfrequentie (2 MHz) vragen we dus een zelfinductie van 16 μH en dit wordt, indien gewikkeld op een Meting onder ideale omstandigheden Om deze transformator goed te kunnen meten heb ik hiervan twee exemplaren gemaakt en deze 'rug-aan-rug' gemeten. De gebalanceerde zijde blijft bij deze meting dus keurig 'zwevend' en gebalanceerd t.o.v. aarde. Transmissie Voor de transmissie meting vinden we nu figuur 14, waarbij de meetwaarden van het gemeten samenstel van twee transformatoren gehalveerd zijn weergegeven, i.c. de waarden van een enkele spanningsbalun.
In figuur 14 vinden we de tussenschakeldemping, zoals we die eerder zagen bij de stroombaluns. We zien hier een redelijke overdracht karakteristiek die gaat afvallen beneden ca 1 MHz. en boven de 60 MHz. In de doorlaatband hiertussen loopt de grafiek mooi vlak. Reflectie De reflectie karakteristiek vinden we in figuur 15.
In figuur 15 zien we de reflectiedemping van de spanningsbalun. Deze is aan de lage frequentiekant (< 2 MHz) wat beter dan de draadbalun (zie figuur 6) maar aan de hoge frequentiekant beslist slechter; de spanningsbalun presteert al duidelijk minder goed vanaf 30 MHz. Alles bijeen hebben we aan deze trifilaire spanningsbalun dus maar een matig presterende component. Meting onder praktijk condities We moeten bij de bovenstaande metingen echter niet vergeten dat we de spanningsbalun hebben getest onder ideale omstandigheden, d.w.z. bij een schijnbare belasting die perfect symmetrisch is; de verbinding tussen de twee meettransformatoren is 'vrij zwevend'. Dit is komt overeen met een perfect gebalanceerde dipool antenne, dus een antenne die helemaal geen balancering nodig heeft. Voor een echte vergelijking dienen we deze trafo aan de tand te voelen onder dezelfde omstandigheden waaronder we de stroom baluns steeds hebben gemeten, d.w.z. onder maximale onbalans condities met één zijde geaard. De spanningstransformator is echter niet helemaal symmetrisch opgebouwd (zie figuur 12) omdat we aan de secundaire zijde één uiteinde zien dat 'los' hangt terwijl het andere uiteinde verbonden is met een spoel naar de generator (de spoel naar aarde is voor beide uiteinden gelijk). Voor elk van de vorige metingen moeten we er hier dus twee verrichten, elk met een ander secundair uiteinde aan aarde . Let op: Deze 'ongelijke'situatie geldt natuurlijk ook voor de stroom balun. In onze test hebben we echter steeds de meest ongunstige situatie gekozen, d.w.z. we hebben getest met de middengeleider geaard aan de secundaire zijde. Als we de andere zijde zouden aarden, zien we immers de coax 'normaal' doorlopen en is het enige transmissie-'verlies' de normale demping van de lengte coax om de ringkern. Ook in reflectie zien we uitsluitend de doorlopende coax.
Transmissie De transmissie karakteristieken waarbij steeds de andere zijde geaard is, vinden we in figuur 16.
In figuur 16 zien we inderdaad een verschillend gedrag afhankelijk van welk einde geaard is. Ook de 'beste' van de twee karakteristieken geeft maar in een zeer klein frequentiegebied een doorlaat demping die kleiner is dan 1 dB en daarmee is deze spanningsbalun duidelijk ongeschikt om te dienen voor de balancering van een niet-zo-symmetrische dipool antenne. Reflectie Voor de volledigheid kijken we ook nog even naar de reflectie karakteristieken, die we vinden in figuur 17.
Ook in figuur 17 zien we een volkomen onbruikbare component omdat alleen al door het gedrag van de 'balun' (afgesloten met een perfecte 50 Ohm weerstand) de SWR hoog is en beneden 30 MHz zelfs ontoelaatbaar hoog. Let op. Om toch nog iets te kunnen weergeven is de verticale as aangepast t.o.v. de andere grafieken. Het zonderlinge gedrag van de 'scheef'- belaste spanningsbalun wordt begrijpelijk als we weer eens kijken naar figuur 12. Zodra een van de secundaire punten aan aarde wordt gelegd, wordt de transformator deels kortgesloten en wordt het veld in de kern afgebroken; de transformator kan niet meer functioneren. Dat er toch nog enige overdracht plaats vindt komt voornamelijk voor rekening van de parasitaire capaciteiten en de lek-zelfinductie. Vatten we alle metingen aan de spanningsbalun nog even samen, dan kunnen we concluderen dat deze component niet geschikt is voor de 'balanceer' functie van onze dipool antennes. Baluns voor een symmetrische tuner Een balun aan de ingang van een symmetrische tuner is geen eenvoudige component. Van een
dergelijke balun wordt gevraagd: - Een perfecte
overgang van a-symmetrie naar symmetrie. Dit is bij
een fluxtrafo altijd moeilijk omdat het 'aard- punt' nooit precies tegenover het midden
van de secundaire winding zit, zie het voorgaande hoofdstuk. - Een hoog
rendement over een zo groot mogelijke bandbreedte. Een niet-optimaal
transformator rendement laat een deel van het over te dragen vermogen
hierin achter, hetgeen de component minder geschikt maakt voor grotere vermogens. - Een gelijke, en
zo groot mogelijke impedantie naar aarde per tak. Een impedantie van 1500 Ohm
of meer over de hele toepassingsbandbreedte is een minimale
eis. Vooral in deze laatste eis onderscheidt een balun voor een symmetrische tuner zich van een 'algemene' balun. Symmetrische spanningsbalun Schema De laatste tijd duiken er weer ontwerpen op voor symmetrische tuners, waarbij de koppeling met de a-symmetrische 'buitenwereld' wordt gerealiseerd met een spanningsbalun. Een veel voorkomende uitvoering ziet er schematisch uit als in figuur 18.
In deze balun-transformator wordt het aantal primaire windingen doorgaans gelijk gemaakt aan het aantal secundaire windingen. De generatorspanning U zal dan ook verschijnen over de belastingsweerstand Rb. Omdat de primaire zijde geaard is en de secundaire zijde niet, zou dit type (spannings-)transformator geschikt kunnen zijn voor balun toepassingen mits de secundaire zijde symmetrisch rondom het aardpunt gelegd wordt, ter balancering van de parasitaire capaciteit, we zagen al een eerdere poging tot balancering in figuur 12. Uitvoering Een praktische oplossing voor dit probleem vinden we in figuur 19, waar de secundaire wikkeling tussen de primaire werd ingelegd en waar zowel het primaire voedingspunt als het aardpunt symmetrisch liggen t.o.v. de secundaire zijde. Er werd voor gezorgd dat de capaciteit tussen de wikkelingen zo klein mogelijk werd door de wikkelingen gelijkmatig over de omtrek te verdelen, zodat de afstand tussen de primaire en secundaire wikkeling maximaal werd.
De balun werd berekend voor een
50 Ohm systeem. Omdat de primaire zijde parallel aan de generator staat,
gelden weer dezelfde overwegingen als bij eerdere transformatoren. Bij een
laagste werkfrequentie van 2 MHz. vinden we ook hier weer 10 windingen voor
een Metingen Vervolgens werden de transmissie-eigenschappen van de transformator gemeten. Hierbij werd in aanmerking genomen dat de capaciteit tussen de wikkelingen misschien niet evenredig verdeeld zou kunnen zijn over de omtrek van de transformator. Om deze eventuele 'onbalans' te kunnen meten werden twee metingen uitgevoerd; één maal als transformator met de uitgang in-fase met de ingang, en één maal met de uitgang in tegen-fase. De balun wordt hierbij steeds afgesloten met 50 Ohm.
In figuur 20 is duidelijk dat er inderdaad een verschil is in overdracht indien deze 1 : 1 transformator wordt gemeten in-fase, of in tegen-fase. Bij b.v. 20 MHz. is het verschil in overdracht 0,3 dB; bij 30 MHz. is dit al opgelopen tot 0,8 dB. Waarschijnlijk door resonantie van de inter-winding capaciteit met de secundaire zelfinductie ontstaat bij hogere frequenties een sterke dip in de overdrachtskarakteristiek, die de component verder onbruikbaar maakt als transformator. Verder zorgt deze inter-winding capaciteit voor een verstorend effect omdat de capacitieve signaal overdracht die hierdoor ontstaat een 'willekeurige' fase-relatie heeft t.o.v. de magnetische overdracht. Het resulterende signaal kan daarom een grillig patroon gaan vertonen aan de hoge frequentie zijde, hetgeen o.a. blijkt uit het 'hobbeltje' bij ca 50 MHz. Los van het verschillende gedrag van de beide configuraties, is uit figuur 2 tevens af te leiden dat de overdacht bij 30 MHz. al veel te wensen over laat; de demping is 1,7 resp. 2,5 dB. Dit laatste betekent dat al een duidelijk merkbaar deel van het over te dragen vermogen in de transformator achter blijft, hetgeen het gebruik van deze component bij hogere vermogens sterk zal beperken. Overigens is deze transformator-uitvoering al aanzien beter dan de eerdere spanningsbalun van figuur 13, waarvan we de overdrachtskarakteristiek bij verschillende wijzen van aarding van een uitgangsklem (onbalans) terug vinden in figuur 16. Reflectie meting Om wat meer inzicht te krijgen in de achtergrond van bovenstaand transformator gedrag werd nog een reflectie meting uitgevoerd. Het resultaat van deze meting vinden we in figuur 21.
Uit deze grafiek kunnen we weer aan aantal belangrijke conclusies trekken: - SWR wordt nergens kleiner dan 1 : 1,5. - Vanaf ca 2 MHz en lager wordt SWR hoger t.g.v. te lage parallel inductie van de trafo. - Vanaf 10 MHz en hoger neemt de SWR sterk toe; boven 20 MHz is de trafo feitelijk niet meer bruikbaar omdat de SWR dan te groot wordt.
Over het hele meetgebied van de grafiek vinden we een impedantie (Xserie) met een positieve waarde in serie met de belastingsweerstand; een serie-zelfinductie. Dit betekent dat de transformator nergens een zuiver 'Ohmse' overdracht heeft: de fasehoek tussen stroom en spanning is nergens 0 graden. Deze serie-zelfinductie is bij 10 MHz. al bijna even groot als de belastingsweerstand, om daarna verder toe te nemen tot nog hogere waarden. Dit is het gevolg van de afnemende koppeling tussen de primaire en secundaire zijde van de transformator vanaf ca 10 MHz, hetgeen veroorzaakt wordt door de magnetische eigenschappen van het 4C65 ferriet materiaal. Hierbij nemen de materiaalverliezen sterk toe vanaf ca 10 MHz. om bij de ferromagnetische resonantie frequentie (ca 45 MHz.) al even hoog te zijn als de (afgenomen) permeabiliteit: de materiaal-Q is hier gelijk aan 1. In de grafiek van de transformator eigenschappen vinden we dit terug vanaf 10 MHz.; enerzijds door een toename van Xserie, veroorzaakt door de toegenomen spreidings-zelfinductie en anderzijds door een toename van Rserie, een schijnbare toename van de belastingsweerstand (verminderde koppeling). Vanaf 60 tot 70 MHz buigt de toename van Xserie plotseling sterk af om snel naar nul te gaan (en daar doorheen). Dat betekent dat vanaf hier de parasitaire capaciteiten (Cinterwinding, Cparallel) de overhand krijgen en de verdere 'overdracht' van de transformator bepalen. We zouden kunnen overwegen om materiaal toe te passen met een hogere ferro-magnetische resonantie-frequentie, b.v. 4D2 type ferriet. De resonantie-frequentie ligt hierbij op een geriefelijke 150 MHz. afstand. Helaas is er een direct, en omgekeerd evenredig verband tussen de permeabiliteit (μ') van magnetisch materiaal en deze ferro-magnetische resonantie frequentie. Het 4D2 materiaal heeft daarom een initiële permeabiliteit van slechts 60, en dat betekent dat er √125/60 = 1,44 (1,5) x zoveel windingen op de kern zouden moeten voor een gelijk gedrag van de transformator bij een laagste toepassingsfrequentie van 2 MHz. Een transformator met meer windingen heeft echter ook grotere parasitaire capaciteiten (minimaal 1,5 x zo groot), waardoor opnieuw de hoogste overdrachtsfrequentie omlaag zal gaan. De conclusie moet daarom zijn, dat deze basis spanningsbalun, bestaande uit twee maal tien windingen, toch niet veel verbeterd zal kunnen worden. Voor een goede werking van een symmetrische tuner, dient de impedantie naar aarde van enige component in deze tuner groter te zijn dan 1500 Ohm. In figuur 20 is te zien, dat de impedantie van de interwinding capaciteit op 10 MHz. al ver beneden de waarde van 1500 Ohm is gedaald en bij 30 MHz. zelfs tot ca 350 Ohm. Het is daarom duidelijk dat deze impedantie vanaf ca 10 MHz en hoger al een merkbare invloed zal hebben op het gedrag van de tuner- / antenne-combinatie, zeker als deze impedantie niet gelijkmatig is verdeeld over de omtrek. Dit laatste wordt natuurlijk nog slechter indien de transformator 1,5 x zoveel windingen zou hebben; de berekende impedantiewaarden bij 10 en 30 MHz. worden dan minimaal gehalveerd. Stroom balun voor een
symmetrische tuner Kijken we
opnieuw naar de eerder behandelde stroomtransformator, nu specifiek voor
toepassing in een symmetrische tuner. Alle eerder aangehaalde overwegingen
zijn weer van toepassing en daarmee de uitvoering van figuur 7. De grafiek
van de meting is te zien in figuur 22, nu uitgebreid met een grafiek voor de
impedantie van de balun naar aarde.
In figuur 22 is
duidelijk af te lezen dat de doorgangsdemping bij 2 MHz. al beter is dan bij
de spannings-balun (0,2 dB versus 0,25 dB). In het
gebied tussen 2 en 15 MHz. is de doorgangsdemping van de stroombalun
gemiddeld 0,05 dB, en dat is aanzienlijk beter dan bij de spannings-balun
(gemiddeld 0,4 dB). Bij de
'grensfrequentie' (30 MHz.) is het verschil helemaal opvallend omdat de stroombalun hier maar een doorgangsdemping vertoont van
0,1 dB, terwijl de spanningsbalun al een demping van 1,7 dB resp. 2,5 dB laat
zien. Het is duidelijk dat de stroombalun daarmee
nog goed bruikbaar is tot veel hogere frequenties dan 30 MHz. Impedantie naar aarde Bij gebruik van
deze component in een symmetrische tuner is vooral een hoge impedantie naar
aarde belangrijk. Hoewel de permeabiliteit van het 4C65 materiaal afneemt bij
hogere frequenties, blijft de (vector) som van deze permeabiliteit en de
verliezen nog lang toenemen. Omdat we in dit geval te maken hebben met een
spoel (met toenemende verliesweerstand), loopt deze karakteristiek omgekeerd
t.o.v. de spanningsbalun omdat daar juist een
(parasitaire) capaciteit de impedantie naar aarde bepaalde. Vanaf ca 10 MHz. voldoet de stroomtransformator al vrijwel aan
het impedantie-criterium (Z > 1500
Ohm). Daar beneden wordt de impedantie echter te laag en dienen we
aanvullende maatregelen te nemen. Hogere impedantie De beste ingangsbalun voor een symmetrische tuner zal daarom
bestaan uit een aantal ringkernen op elkaar gestapeld, met daarom heen de
wikkelingen. Elke ringkern meer verhoogt de windingsfactor met dezelfde
waarde: dus 170 + 170 +170 nH = 510 nH /wdg2 voor drie De methode van
de gestapelde kernen voldoet beter dan een aantal van deze mantelspoelen in
serie, hoewel voor lage frequenties de impedanties van beide methoden gelijk
zullen zijn. Voor hogere frequenties vermijden we met de stapel methode de
onvermijdelijke serie-resonantie van de parallel capaciteit van de ene spoel
met de zelfinductie van de andere indien aparte spoelen zouden zijn
toegepast. Zo'n serie-resonantie veroorzaakt juist een lage impedantie en dat
willen we liever vermijden. Bij deze balun
uitvoering met gestapelde kernen zal de toch al goede
overdrachtskarakteristiek nog verder verbeteren, omdat de kleine demping van
de overdracht werd veroorzaakt doordat de mantelsmoorspoel parallel aan de
ingang kan verschijnen bij maximale onbalans van de antenne (zoals deze ook
in de grafiek werd gemeten). Met de hogere impedantie van meerdere,
gestapelde kernen zal de kleine demping nog verder zijn afgenomen. Een laatste,
maar niet onbelangrijk voordeel van de stroombalun
is verder, dat de parallel-tuner nu ook voor gelijkstroom 'hard' aan aarde is
gelegd. De eerdere spanningsbalun had geen enkele verbinding met aarde
waardoor statische ladingen uit de omgeving op het antenne systeem konden
opbouwen, waarmee de componenten van de tuner en de bedienaar in gevaar
konden komen. Tenslotte Dit verhaal ging uitsluitend over 1 : 1 balun transformatoren. Natuurlijk zijn er nog veel meer typen baluns (1 : 2, 1 : 3, 4 : 9 enz) en componenten die 'balun' heten en het toch niet zijn (MLB, magnetic longwire balun). Veel meer over deze en andere baluns is te lezen in de artikelen over transmissielijn transformatoren, deel 1 en deel 2 . Ik hoop dat de ideeën achter dit soort componenten met dit verhaal weer wat duidelijker zijn geworden.
Bob J. van
Donselaar, on9cvd@veron.nl |
|