|
Trefwoorden |
Enkele aspecten van vermogens eindtrappen Inleiding Bij vermogensversterkers is het zaak om steeds een aantal componenten en hun onderlinge samenhang in het oog te houden. Dit is voor sommige amateurs reden om hiervan weg te schrikken hoewel een handjevol regeltjes vaak voldoende is voor een elementair ontwerp. Het blijkt dat na de betrekkelijk vrije keuze van een klein aantal grootheden, de rest direct hieruit af te leiden is. Het grappige is dat dit 'recept' zowel geldt voor LF- als voor HF-energie-verstrekers, hoewel beide gebieden natuurlijk hun eigen specifieke eisen stellen aan de definitieve uitvoering. In dit verhaaltje zal het voornamelijk gaan over HF-eindtrappen en daarom zullen de voorbeelden ook uit deze wereld komen. Een van de eerste keuzes die we gaan maken betreft de systeem impedantie, Z0. Dit is een systeemgrootheid die betrekkelijk vrij is te kiezen. In het algemeen geldt dat hoe hoger Z0, hoe lager de systeemstromen en daarmee de verliezen in onvermijdelijke (parasitaire) serie-zelfinducties en -weerstanden; we 'betalen' dit voordeel echter doorgaans met een kleiner frequentiebereik waarover het systeem aan zijn specificaties kan voldoen vanwege de even onvermijdelijke parasitaire (parallel-) componenten. Bij een keuze voor een lage systeem impedantie worden de stromen groter en daarmee de verliezen door genoemde serie-impedanties. Door deze lage systeem impedantie hebben parasitaire parallelcapaciteiten minder invloed, waardoor het bruikbare frequentiegebied groter kan zijn. Uit bovenstaande is duidelijk, dat een goed compromis een beetje samenhangt met het van toepassing zijnde frequentie gebied, waarbij in het algemeen geldt dat hoe hoger de werkfrequentie, hoe lager Z0 zal worden gekozen. In figuur 1 zien we een voorbeeld van 'het idee' van de systeem impedantie, die zeker niet als concrete component aanwezig hoeft te zijn (en het doorgaans ook niet is).
De systeem impedantie is dus betrekkelijk vrij te kiezen en zal daarom ook vaak worden ingegeven door praktische overwegingen, d.w.z. de verkrijgbaarheid (en prijs) van componenten die geoptimaliseerd zijn voor zo'n systeem impedantie. Denk hierbij aan transmissielijnen, filters etc. maar ook dat een spoel voor een hogere impedantie met dunner draad gemaakt kan worden of niet verzilverd en dat condensatoren voor lage spanning goedkoper zijn dan voor een hoge. Hoewel we in de HF-techniek tegenwoordig een beetje gewend zijn aan Z0 = 50 Ohm, is 75 Ohm vaak net zo'n goede (praktische) keuze maar ook deze impedantie is zeker niet 'heilig'. Bij een breedband buizenversterker met een hoge aanpassingsimpedantie kan het de moeite waard zijn om een hoge(re) systeem impedantie te kiezen tussen de eindtrap en de antenne aanpassing, ook al omdat een willekeurige antenne alleen in resonantie een lage aansluit 'waarde' heeft en daar buiten meestal hoog-Ohmig is. Met een hoge systeem (tussen) impedantie kan de transformatie verhouding klein(er) blijven. Een breedband transistorversterker heeft meestal een lage aanpassingsimpedantie waardoor een lagere systeem impedantie een voordeel kan zijn; het is doorgaans beter om in twee kleine(re) stappen naar een hoge impedantie te gaan dan met één grote stap. In vermogensversterkers komen we diverse verhoudingen van spanning en stroom tegen (= impedantie), die 'ontstaan' door de gegeven (keuze) van andere systeemgrootheden zoals de actieve componenten (buizen, transistors) of de voedingsspanning. We wensen dan meestal weer zo snel mogelijk op het systeem impedantie- niveau uit te komen en gebruiken daarbij vaak een transformator. In het algemeen geldt dat we het liefst zo weinig mogelijk willen transformeren van de ene impedantie naar de andere, ook al omdat door parasitaire koppeling vaak ongewilde resonanties ontstaan (capacitieve koppeling tussen de windingen / wikkelingen). Als we toch moeten transformeren, dan het liefst met een zo klein mogelijke transformatie-verhouding ter voorkoming van verliezen door serie- (verlies-) weerstand en lek-zelfinductie en ook weer die parasitaire, capacitieve koppelingen. In de (breedband) HF-techniek
is daarom een (spannings-)transformatie van 1 : 4, dus 1 : Welke spoelimpedantie? Van een transformator vragen we niets meer of minder dan alleen een impedantie transformatie en daarom dient deze component op dit systeem niveau verder 'onzichtbaar' te zijn, d.w.z. geen verliezen of ongewilde fasedraaiing te veroorzaken. In de praktijk blijkt, dat een eigen impedantie (zelfinductie) van de transformator, van vier maal de systeem-impedantie:
Zt = 4 x Z0, doorgaans voldoende is om aan deze eis te voldoen. De staandegolf verhouding zal door deze (parallel-)zelfinductie oplopen tot SWR = 1 : 1,28. Berekenen we deze transformator aldus op de laagste werkfrequentie, dan zal de SWR voor alle hogere frequenties nog lager zijn, waarmee de transformator effectief 'onzichtbaar' geworden is in het systeem. Het aantal windingen van de transformator volgt dan gemakkelijk uit bovenstaande systeemeis en de wikkelfactor van het toegepaste kern materiaal (AL). Notatie! Let hierbij even op de notatie! De meeste fabrikanten voor dit (HF-)kernmateriaal definiëren AL als de waarde van de zelfinductie (in nH) van een spoel met één winding op dit materiaal. Enkele Amerikaanse firma's (o.a. Amidon) prefereren de definitie voor AL als de waarde van de zelfinductie (in μH) voor een spoel van honderd windingen. Tussen deze definitie en de meer gangbare zit dus een factor 10.000! De achtergrond hiervan is dat deze afwijkende firma's doorgaans meer ijzerpoeder spoelkernmateriaal verkopen, dat een veel lagere permeabiliteit (μ) heeft dan ferriet materiaal. Door de 'opgevoerde' definitie gaat het getal voor de windingfactor van ijzerpoeder weer een beetje lijken op dat voor ferriet materialen en steekt er niet meer zo schril bij af. Hoeveel windingen? We berekenen het aantal windingen voor de transformator uit: Zt = w . AL . n2 = 4 x Z0, waaruit volgt: n = 0,8 √ ( Z0 / ( f . AL)). waarin: n = aantal windingen op het niveau van de systeem impedantie Z0 = de systeem impedantie; bij HF-versterkers vaak 50 Ohm f = laagste werkfrequentie, in Herz AL = wikkelfactor van het gekozen kernmateriaal (in Henry) NB. In deze formule mag de frequentie ook in MHz. worden ingevoerd, als AL wordt gebruikt in μH.; de factoren 10 vallen dan tegen elkaar weg. Bij een systeem impedantie van
50 Ohm en gebruik van een n = 13,7 √(1/f) (f in MHz. is laagste werkfrequentie) NB. Denk er om dat 'meer' niet altijd 'beter' is. Bij toepassing van meer windingen dan het hier berekende aantal neemt ook de parasitaire parallel capaciteit (onnodig) toe, en daarmee de hoogst bruikbare toepassingsfrequentie af. Welk vermogen? Let er op dat ook het maximale (verlies-)vermogen niet mag worden overschreden dat in de transformator zelf wordt opgewekt. Dit vermogen hangt samen met de maximale spanning over de transformator en het verloop van de ferriet eigenschappen met de frequentie. Voor de transformator op een Voor de transformator van hierboven, waarbij om impedantie-redenen op 2 MHz., 10 windingen moesten worden toegepast, kan op deze frequentie een maximale spoelspanning worden toegestaan van: Vmax = 10 x 42 Volt = 420 Volt. Dit is, bij een systeem impedantie van 50 Ohm, goed voor een vermogen van ruim 3,5 kW. Als we deze transformator over de hele HF band willen toepassen, mag er op 30 MHz. nog maar Vmax = 10 x 24 Volt = 240 Volt over de transformator staan, en dit is goed voor 1,15 kW. (steeds bij Z0 = 50 Ohm). We hanteren liever de maximale spanning over een spoel op een ferriet kern dan het maximale systeemvermogen waarvoor de transformator geschikt is. Een juist berekende transformator voor een bepaald systeemvermogen kan toch overbelast worden (en zelfs ontploffen, zoals sommige amateurs tot hun verrassing bemerkten) als door misaanpassing (dus een andere, dan berekende systeemimpedantie) de maximale spanning op de spoel wordt overschreden terwijl het vermogen van de aangesloten zender niet is veranderd! In tabel 1 vinden we een overzicht van verschillende veel gebruikte type ringkernen van de afmeting 36,9 (buiten diameter) x 21,9 (binnen diameter) x 15,7 (hoogte). De impedantie van een spoel (Z) bepalen we door de impedantie van de één-windingspoel (Zt) te vermenigvuldigen met het aantal windingen (n) in het kwadraat: Z = n2 x Zt. De maximale spanning over de spoel (V) volgt uit de maximale spanning over de één-windingspoel (Vm.diss), te vermenigvuldigen met het aantal windingen: V = n x Vm.diss. Het maximale systeemvermogen waarvoor deze spoel (transformator) geschikt is volgt dan uit de hiervoor berekende, maximale spanning over de spoel in het kwadraat, gedeeld door de systeem impedantie: Ptrafo max. =
(n x Vm.diss)2 / Z0.
De overzetverhouding van deze transformator (T) is nu nog niet bepaald, maar volgt later uit een van de andere systeem grootheden (voedingsspanning, maximale transistor stroom, gewenste drain impedantie etc.). We realiseren ons verder dat een transformator door zijn 'windingverhouding' een spanning, stroom of impedantie kan omzetten naar een andere spanning, stroom of impedantie. Een transformator kan echter geen vermogen transformeren, d.w.z. dat het vermogen dat er in gaat, er ook weer uit moet komen (behoudens verliezen, die we natuurlijk zo klein mogelijk houden). Met de simpele vermogensregel blijkt het verassend gemakkelijk om vervolg- keuzes te kunnen maken. Over achtergronden van, en berekeningen aan ferrieten in de HF-techniek is meer te vinden in andere artikelen op deze web-site. Welk type transformator? De transformator die we tot nu toe besproken hebben kan vele vormen aannemen. Tot nu toe spraken we steeds over 'winding-verhoudingen' en 'wikkelingen'. Deze begrippen passen het best bij transformatoren die ook inderdaad bestaan uit spoelen, die gekoppeld zijn via hun gemeenschappelijke magnetische veld. Omdat deze transformatoren uit fysieke spoelen bestaan, waarbij onvermijdelijk ook parasitaire capaciteiten optreden, zullen hierbij ongewilde effecten (capacitieve koppelingen, resonanties) optreden die des te groter worden naarmate de frequentie hoger wordt. De koppeling tussen de spoelen vindt plaats via het magnetische veld, dat voor het grootste deel binnen het kernmateriaal loopt (ferriet, ijzerpoeder). Dit kernmateriaal wordt daarbij een wezenlijk onderdeel van de transformator en zal de koppeling meer gaan beïnvloeden naarmate de kwaliteitsfactor van dit materiaal (Q) lager wordt. Dit is een tweede oorzaak die de bandbreedte van dit soort transformatoren beperkt. In het algemeen geldt voor kernmateriaal voor transformatoren dat dit nog gebruikt kan worden tot juist beneden de ferromagnetische resonantie frequentie (zie tweede kolom in tabel 1). Bij deze resonantiefrequentie zijn de materiaalverliezen even groot als de reactantie en geldt: Q = 1; hier begint de koppeling al merkbaar af te nemen. Het kern materiaal is dan niet meer goed bruikbaar voor fluxtransformatoren. Voor gebruik in resonantiekringen dienen we overigens een factor tien of meer onder deze ferro-magnetische resonantie-frequentie te blijven. Op deze web-site is meer informatie te vinden over HF-transformatoren met ferrietkernen. Transmissielijn transformatoren Een heel andere groep van transformatoren bestaat uit (combinaties van) transmissielijnen. De overzet verhouding wordt hierbij bepaald door deze transmissielijnen in serie of parallel te schakelen (of combinaties hiervan), waarbij stromen en/of spanningen zullen optellen. Ook hiermee kunnen ook vele 'overzetverhoudingen' worden gecreëerd, hoewel minder 'genuanceerd' dan bij het flux-type. Omdat deze transformatoren uit transmissielijnen bestaan, blijft de koppeling goed en constant over een groot frequentiegebied, waarmee dit type over een groter frequentie-bereik kan worden toegepast dan de eerdere categorie van de 'flux' transformatoren. Ook bij de transmissielijn transformator zien we vaak kern materiaal toegepast. Dit heeft hier echter de functie om te helpen een zo hoog mogelijke impedantie te creëren tussen de ingang en de uitgang van de transformator. Hoe die hoge impedantie ontstaat speelt geen enkele rol (zelfinductie, verliezen), als ze maar hoog is. Dit betekent dat het materiaal nog goed bruikbaar is tot ver voorbij de ferromagnetische resonantie frequentie zodat dezelfde materialen (ferriet, ijzerpoeder) over een veel groter frequentie-bereik kunnen worden toegepast dan bij de fluxtransformatoren. De berekeningen van de eigen impedantie van de 'spoel', de maximale spanning hierover en andere 'kern'-gerelateerde eigenschappen gelden echter in gelijke mate voor de flux- als voor de transmissielijn transformatoren. Door de afwijkende constructie van een transmissielijn transformator dient de voeding van de transistoren hier overigens meestal parallel aan de transformator plaats te vinden en niet in serie, zoals bij de flux transformator. Meer over transmissielijn transformatoren is te vinden op deze web-site. Eerder werd al opgemerkt dat het zowel met buizen als met transistoren mogelijk is om energieversterkers te ontwikkelen voor HF-frequenties. Voor vermogens grotere dan enkele kilowatts zijn we meestal geheel op buizen aangewezen omdat het niet goed mogelijk is om de warmte af te voeren van het doorgaans veel kleinere transistor oppervlak. Het maakt echter niet veel uit welke component we kiezen; de gevolgde procedure zal steeds ongeveer dezelfde zijn. Voor een voorbeeld van zo'n ontwerpprocedure voor een vermogensversterker kijken we eens we naar de vermogenstransistor (BUZ308) in de boeken van de fabrikant (o.a. Philips). Deze powerMOS transistor is overigens niet bedoeld voor HF breedbandversterking, maar wordt hier alleen opgevoerd als voorbeeld. Fabrieksinformatie In de fabrieksgegevens vinden we een aantal grenswaarden waar we onder normale omstandigheden niet voorbij mogen of kunnen gaan. Voor deze transistor vinden we: - maximale spanning tussen drain en source niet meer dan 800 Volt (Vmax), - maximale drain stroom niet meer dan 2,6 Ampère (Imax) - maximale, zelf gedissipeerde vermogen niet meer dan 75 Watt (Pmax). Andere belangrijke gegevens
verstrekt de fabrikant over de temperatuurhuishouding binnen de transistor. Zo
mag de maximale kristaltemperatuur (junction) niet
hoger worden dan: Tj = In figuur 2 vinden we een voorbeeld van de uitgangskarakteristiek van deze powerMOS transistor.
We zien dat de uitgangsgrafiek soms verder gaat (drain stroom) en soms niet ver genoeg (drain spanning) dan de eerder genoemde maximale waarden. Ook is de fabrikant zo vriendelijk om het maximale vermogen dat de transistor zelf mag opnemen in de grafiek weer te geven (gestippelde lijn). Kniespanning Verder zien we in de grafiek dat er een minimale waarde bestaat van de drain spanning, waar beneden de karakteristieken niet meer horizontaal lopen, maar afbuigen naar 0 (geen drain stroom zonder drain spanning). Het 'knik punt' noemen we de knie spanning (Vkn). Als we de lijn volgen voor een gate stuurspanning van 4,5 Volt, dat zien we dat voor deze lijn de kniespanning ligt bij ongeveer: Vkn = 15 Volt. Beneden deze kniespanning neemt de drain stroom snel af naar nul waardoor de versterker geen vermogen meer levert.
Rekenwaardes Welke keuzes we ook maken met de transistor instellingen, we moeten er rekening me houden dat de werkelijkheid soms minder ideaal is dan we zouden wensen en dat we zelf ook wel eens een foutje maken bij het afstemmen van onze zender. Hierdoor kan een andere impedantie aan onze versterker worden aangeboden, dus andere stromen en spanningen gaan lopen, dan waarvoor we deze eindtrap berekend hadden. Om ook andere dan ideale aanpassingen te kunnen overleven blijven we liever minimaal een factor 1,5 weg van de genoemde grenswaarden voor spanning en stroom en creëren daarmee enige marge voor misaanpassing als SWR > 1 : 1. Als we binnen de aangegeven grenzen blijven, blijft er voor ons nog een ruim gebied over waarbinnen we onze keuzes kunnen maken: Id max. = Imax / 1,5 = 1,7 Ampère, Vd max. = Vmax / 1,5 = 530 Volt, Pmax = 75 / 1,5 = 50 Watt. Met de transistor uit ons voorbeeld kunnen we verschillende soorten versterkers gaan ontwerpen. We herinneren ons nog misschien dat een klasse A versterker bekend is om zijn lage vervorming en daarom beschouwen deze als eerste. Belastingslijn Kiezen we voor een maximale drain stroom (Ip) van 1,7 Ampère, dan kunnen we een lijn trekken van deze stroom bij een kniespanning van ca 20 Volt, naar b.v. een spanning van 80 Volt bij een drain stroom van 0 Ampère. Deze (rechte) lijn blijft overal onder de stippellijn van Pmax. en is hiermee dus een toegestane belastingslijn. In figuur 2 is deze belastingslijn in rood aangegeven. Met deze belastingslijn is de eindtrap geheel bepaald; immers: - Bij Id = 0 Ampère valt er geen spanning over een belasting in serie met de drain en lezen we direct de voedingsspanning af: Vb = 80 Volt. - De maximale spanningszwaai bij volle uitsturing is gelijk aan de voedingspanning min de knie spanning; hier: Vp = Vb - Vkn = 80 - 20 Volt = 60 Volt. Dit is tevens de top-top waarde van de geleverde uitgangsspanning, die hiermee een effectieve waarde krijgt van: Vout = 60 / 2√2 V. = 21,2 Volt eff. - De maximale stroom is 1,7 Ampère bij volle uitsturing en 0 Ampère bij het andere uiterste; analoog aan de spanning is dit de top-top waarde van de geleverde uitgangsstoom, die hiermee een effectieve waarde krijgt van: Iout = 1,7 / 2√2 A. = 0,6 Ampère eff. Uit beide voorgaande waarden vinden we een maximaal afgeleverd vermogen in de belastingsweerstand van: Pout = Vout x
Iout = 21,2 x 0,6 = 12,7 Watt - De klasse A versterker staat in rust ingesteld op de halve spanningswaarde, dus op: VDC = (Vb + Vkn) / 2 = (80 +20) / 2 = 50 Volt. Evenzo is de ruststroom ingesteld op de halve maximale stroomwaarde, zodat we schrijven: IDC = Ip / 2 = 1,7 / 2 = 0,85 Ampère. Het totale toegevoerde vermogen aan de transistor wordt: PT = VDC x IDC
= 50 x 0,85 = 42,5 Watt. - Het rendement (ή) van deze eindtrap berekenen we als het afgegeven vermogen t.o.v. het toegevoerde vermogen, uitgedrukt in procenten: ή = (Pout / PT ) x100 % = (12,7 / 42,5) x 100 % = 29,9 % Dit is heel wat minder dan wat we geleerd hebben van een klasse A eindtrap (50 %) en is het gevolg van de relatief hoge kniespanning van 20 Volt t.o.v. de voedingsspanning van 80 Volt. Het gebied beneden de kniespanning kunnen we niet gebruiken, maar draagt wel bij aan het toegeleverde gelijkstroomvermogen, zodat deze kniespanning het rendement nadelig beïnvloedt. - De belastingslijn die we in de grafiek getekend hebben is meteen de totale belastingsweerstand in het drain circuit en kunnen we berekenen uit de twee grootheden Vp en Ip als: Rb = Vp
/ Ip = 60 / 1,7 Ohm = 35,5 Ohm, waarmee de uitgangstransformator geheel bepaald is. De impedantie verhouding wordt nu 35,5 : 50 = 1,4 : 1 met een wikkel- (spannings-) verhouding, die hieruit de wortel is, dus ongeveer 1,2 : 1. Met 10 windingen aan de secundaire kant vinden we dan aan de primaire zijde 10 / 1,2 = 8 windingen. De warmte huishouding in de klasse A versterker Het is belangrijk nog even naar
de warmtehuishouding te kijken. De fabrikant vertelt ons dat de maximale
kristal temperatuur (Tj ) gelijk is aan Het verschil tussen het toegevoerde- en afgevoerde vermogen (zie ook rendement) wordt in warmte omgezet, die we weer moeten zien kwijt te raken. In dit voorbeeld is dat: PW = PT - Pout = 42,5 - 12,7 Watt = 29,8 Watt. Hierdoor zal er over de thermische weerstand een temperatuurverschil ontstaan van: ΔT = PW x Rth j-mb = 29,8 x 1,67 = 49,8 graden. Bij een maximale kristal
temperatuur van Tmb
max = 150 - Willen we deze versterker nog
kunnen toepassen bij een omgevingstemperatuur (Tamb)
van Rth heatsink = (Tmb max - Tamb) / PW = (100,2 - 35) / 29,8 = 2,12 K/W, en dat is iets meer dan een eenvoudig koelplaatje. Conclusie klasse A versterker Met de keuze voor een klasse A versterker hebben een oplossing gekregen met een betrekkelijk laag uitgangsvermogen en een laag rendement (veel warmte af te voeren). Bovendien loopt er door de uitgangstransformator een hoge gemiddelde gelijkstroom van 0,85 Ampère, die de kern gedeeltelijk in verzadiging stuurt, en daarmee een bron van vervorming introduceert die we door de keuze van een klasse A versterker nu juist hadden willen voorkomen. Het is hiermee wel duidelijk dat onze initiële keuze niet erg gelukkig is geweest. We zullen daarom eens gaan zien wat we met een klasse B versterker kunnen bereiken. Belastingslijn Bij een breedband klasse B eindtrap nemen twee transistors om de beurt deel aan het versterkingsproces. Elke transistor levert daarmee het volle vermogen af gedurende de helft van de tijd of ook: het halve vermogen gedurende de hele tijd. Als we dezelfde belastingslijn gebruiken als bij de klasse A versterker, dan loopt deze weer van het punt 1,7 Ampère en 20 Volt, naar het punt 0 Ampère en 80 Volt, nog steeds de rode lijn in grafiek 2. Denk er hierbij om, dat de transistor in deze schakeling geschikt moet zijn voor ongeveer de dubbele voedingsspanning; door de balanstransformator wordt de uitgangspanning voor de niet-werkende transistor opgeteld bij de voedingsspanning! In de klasse B eindtrap is elke transistor echter maar gedurende een halve periode actief en dissipeert daarom ook alleen vermogen gedurende die helft. Met de bepaling van de belastingslijn ligt opnieuw de hele eindtrap vast: - Bij Id = 0 Ampère lezen we weer de voedingsspanning af; Vb = 80 Volt. - De maximale spanningszwaai tot aan de kniespanning is weer: Vp = Vb - Vkn = 60 Volt. Dit is de nu echter de topwaarde van een halve periode; de andere helft wordt geleverd door de andere transistor. De effectieve waarde van deze halve periode is daarom nu: Vout = 60 / √2 Volt = 42,4 Veff. - De maximale stroom is weer 1,7 Ampère piekwaarde, terwijl de andere helft van de stroomperiode geleverd wordt door de andere transistor. De effectieve waarde van deze stroompuls is daarom: Iout = 1,7 / √2 Ampère = 1,2 Aeff. - Gedurende een halve periode levert de transistor nu een vermogen van: Pout = Vout x Iout = 42,4 x 1,2 = 50,9 Watt, en geen vermogen gedurende de andere helft. Het afgegeven vermogen over de gehele periode wordt dan per transistor: Pout tr = (50,9 + 0) / 2 = 25,5 Watt. Het totale, afgegeven vermogen van de klasse B versterker is gelijk aan het maximale vermogen dat elke transistor om de beurt afgeeft en dus gelijk aan Pout = 50,9 Watt. - Elke transistor in deze klasse B versterker trekt alleen stroom gedurende een halve, werkzame periode. De gemiddelde waarde van de stroom over deze halve periode is: IDC = 2 x Imax / p = 1,08 Ampère. De (instel-)spanning van de transistor (zonder sturing; Id = 0) is VDC = Vb, waarmee het vermogen over deze halve periode uitkomt op: P = IDC x VDC = 1,08 x
80 = 86,4 Watt. In de volgende halve periode loopt er geen drainstroom stroom, omdat nu de andere transistor wordt uitgestuurd. Daarmee is het toegevoerde vermogen gedurende deze halve periode gelijk aan 0 Watt. Het gemiddeld toegevoerde vermogen in één transistor over de hele periode wordt daarmee: PT tr = (P + 0)/2 = (86,4 + 0)/2 = 43,2 Watt. - Het totale rendement van deze klasse B eindtrap per transistor berekenen we weer in procenten van het afgegeven vermogen t.o.v. het toegevoerde vermogen: ή = (Pout tr / PT
tr) x 100 % = (25,5 / 43,2) x 100 = 59 %. Ook dit is weer lager dan het theoretisch maximum voor deze klasse (68 % ) t.g.v. dezelfde hoge kniespanning. - De drain belasting is weer gelijk aan de klasse A versterker en daarmee wordt ook de uitgangstransformator identiek, d.w.z. een wikkelverhouding primair naar secundair van 1 : 1,2 dus 8 (+8) op 10 windingen. De warmte huishouding in de klasse B versterker De berekening over de warmte huishouding loopt weer analoog aan die van de klasse A versterker. Het vermogen dat in warmte wordt omgezet is weer het verschil tussen het toegevoerde- en afgevoerde vermogen, in deze klasse B versterker; in dit geval: PW = PT - Pout
= 43,2 - 25,5 Watt = 17,8 Watt. Hierdoor zal er over de thermische weerstand een temperatuurverschil ontstaan van: ΔT = PW x Rth j-mb = 17,8 x 1,67 = 29,6 graden. Bij een maximale kristal
temperatuur van Tmb
max = 150 - Willen we deze versterker nog
kunnen toepassen bij een omgevingstemperatuur (Tamb)
van Rth heatsink =
(Tmb max - Tamb) / PW = (120,4 - 35) / 17,8
K/W = 4,8 K/W. Omdat we nu met twee transistors werken, ieder met dezelfde eis aan de thermische weerstand van het koellichaam van ca 4,8 K/W, dient deze weerstand te halveren als hierop de twee transistors tezamen worden gemonteerd, dus tot 2,4 K/W. (dubbele hoeveelheid warmte moet worden afgevoerd). Vergelijking tussen klasse A en klasse B versterker De uitkomsten van de twee versterkers vergelijken we in tabel 2.
In tabel 2 zien we direct wat het grote rendementsverschil tussen de klasse A en klasse B versterker ons oplevert. Bij ongeveer het dubbele vermogen uit de voeding levert de klasse B versterker vier maal zo veel HF vermogen aan de uitgang als de klasse A trap. Verder kunnen we voor de koeling van de twee transistors van de klasse B versterker samen met dezelfde heatsink toe als de klasse A versterker alleen. Omdat de twee transistoren in de klasse B versterker om beuren worden uitgestuurd, loopt er ook geen (gemiddelde) gelijkstroom door de transformator, waardoor hiervan de volle uitsturingsruimte beschikbaar blijft. Het loont dus de moeite om steeds om te streven naar een versterker met een zo hoog mogelijk rendement omdat we de positieve effecten hiervan op meerdere plaatsen tegen komen. We zien nu ook, dat wanneer we een transistor met een lagere kniespanning hadden gekozen, het rendement nog hoger zou zijn uitgevallen! Alles tezamen is het duidelijk dat een zorgvuldige keuze van de versterker 'klasse' en de componenten die hierin worden gebruikt een zeer lonende investering van de daarin gestoken tijd is. Denk er wel om dat deze berekeningen steeds gelden bij volle uitsturing. Is de uitsturing lager (SSB) dan zal ook het rendement lager zijn. Ruststroom In de praktijk van de HF-techniek zal de laatste versterker waarschijnlijk niet helemaal in klasse B worden ingesteld omdat dan de hele karakteristiekenbundel doorlopen wordt, dus ook het gebied rondom het afknijppunt waar de transistor minder lineair werkt. Door de transistor op een (kleine) voorstroom te zetten kan dit niet-lineaire gebied buiten de uitsturing worden gehouden waarmee de versterker een veel meer lineair gedrag zal vertonen (minder harmonischen). Deze instelling met een beetje voorstroom noemt men een klasse AB versterker, omdat er net als bij de klasse A versterker (nu maar een beetje) ruststroom loopt. Het grootste deel van de tijd werkt de transistor echter nog steeds in klasse B. Deze instelling met ruststroom betekent wel, dat de transistors nu niet meer volledig worden uitgeschakeld gedurende een halve periode, maar nog steeds (een beetje) stroom blijven trekken. Deze stroom draagt echter nauwelijks bij aan het uitgangsvermogen zodat het rendement van de klasse AB versterker altijd een beetje lager zal zijn dan van een volledig klasse B versterker. Tegenkoppeling Een tweede praktische punt betreft de gelijkheid van de transistoren. Als we twee transistoren in een balansschakeling willen toepassen, dan verwachten we dat deze volkomen gelijk zullen reageren op de transistor instelling en uitsturing. In de praktijk is dat echter zelden het geval. Als we daarom geen maatregelen nemen, zullen de transistoren ieder op een andere wijze 'aan het proces deelnemen', hetgeen kan betekenen dat de ene transistor al zijn volle (instellings-)gelijkstroom opneemt terwijl de andere nog nauwelijks open staat. Het kan ook betekenen dat één van de transistors het leeuwendeel van de vermogenslevering voor zijn rekening neemt. Dit zijn natuurlijk zeer ongewenste situaties, die we het liefst willen vermijden. Een goed hulpmiddel uit de praktijk blijkt de toepassing van tegenkoppeling, b.v. door de transistorstroom ook door een (kleine) weerstand in serie met source te laten lopen. De spanning die hierover ontstaat, komt in serie met de spanning op de gate en werkt deze daarmee een beetje tegen (tegenkoppeling). Hierdoor wordt de invloed van de directe stuurspanning een beetje verkleind en daarmee ook de eventuele ongelijkheden. Een goede richtlijn is om zo'n 10 - 30 % van de spanning tussen gate en source over deze source weerstand te laten vallen bij volle uitsturing van de (ook al op gelijkheid uitgezochte) transistoren. Deze source weerstanden spelen tevens een rol bij het onderdrukken van ongewenste harmonischen. Let er op dat er forse stromen door deze weerstanden kunnen lopen en er (daarom) ook vermogen in wordt ontwikkeld. Parallel schakeling Als we twee transistoren parallel willen schakelen dan gelden daar in principe dezelfde maatregelen voor als voor de hierboven beschreven balans schakeling van twee transistoren (tegenkoppeling). Voor de berekeningen (belastingslijn, vermogen, warmte huishouding) gelden in principe ook alle zaken die eerder werden besproken. Omdat de stroom nu over twee transistoren wordt verdeeld gebruiken we dezelfde uitgangskarakteristiek als in figuur 2, maar verdubbelen de waarde van de stromen langs de verticale as (drain stroom). Schakelen we drie transistoren parallel dan mogen we deze drain stroom vermenigvuldigen met drie, enz. Denk er om, dat door deze grotere stromen, de aanpassingsimpedantie evenredig omlaag gaat met een grotere overzetverhoudingen van de uitgangstransformator tot gevolg. Alle berekeningen verlopen verder weer volgens hetzelfde patroon.
- Met de hierboven beschreven methode kan betrekkelijk eenvoudig een energieversterker worden ontworpen met voorhanden zijnde middelen (transistoren, ferriet kernen, voedingsspanning en -stroom, heatsinks e.d.). - Hoewel een goede lineariteit vaak een belangrijke systeemeis is bij vermogensversterkers, dient deze eis altijd afgewogen te worden tegen andere praktische zaken zoals b.v. het systeemrendement. - Een hoger systeem rendement betekent doorgaans dat met eenvoudiger middelen (b.v. kleinere voedingen en heatsinks) meer effectief vermogen kan worden ontwikkeld. - Bij opklimmende versterker klassen A, AB, B, C (ook D en E) neemt het rendement steeds verder toe al kunnen sommige van deze klassen alleen in speciale gevallen worden toegepast (b.v. in afgestemde versterkers) Nawoord De volgende fase van het versterker project betekent dat e.e.a. in de praktijk zal worden gebracht. Hierbij speelt ervaring met dit soort projecten een grote rol omdat het ontwerpen op deze frequentiegebieden meestal een 'gevecht' is tegen alle ongewenste effecten (parasieten), waarbij praktijkervaring van wezenlijk belang is en door de beginnende ontwerper eerst zal moeten worden opgedaan. Het is daarom belangrijk om met de technieken als hier boven in het achterhoofd, eerst eens de ontwerpen van ervaren technici te bekijken (en te kopiëren) voordat met een geheel nieuw eigen ontwerp van start wordt gegaan. Bob J. van Donselaar. on9cvd@veron.nl |
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
