Trefwoorden
|
Ferrieten
in HF-toepassingen
Transmissielijn
transformatoren Inleiding en achtergronden
(Eerder gepubliceerd
in Electron # 12, 2001) Algemeen Dit hoofdstuk is de vierde in een serie van vijf over de toepassing van
ferrieten in een HF omgeving. Een overzicht van ferriet materialen in het
algemeen is te vinden in "Ferrieten
in de HF techniek, Inleiding en overzicht". Meer technische
achtergronden en ontwikkeling van de formules is te vinden in "Ferrieten in de
HF-techniek, Achtergronden en materialen". De toegepaste formules en
formule-nummering verwijst naar deze eerdere hoofdstukken. Inleiding Transmissielijnen zijn gemaakt om HF-energie van de ene plaats naar de
andere te transporteren, met zo min mogelijk verliezen. Ze worden toegepast
waar andere kabeltypen het laten afweten en zijn bruikbaar over een groot
frequentiebereik. Ook bij brede-band transformatoren proberen we
met zo min mogelijk verliezen energie te transporteren tussen twee (of meer)
punten met doorgaans ongelijke impedanties. Het blijkt, dat we impedantie
transformaties kunnen realiseren door op slimme wijze in- en uitgangen van
transmissielijnen in serie en / of parallel te zetten. Hierdoor tellen we
spanningen of stromen bij elkaar op en kunnen we de gevraagde impedantie
transformaties realiseren of dicht benaderen. De volgende hoofdstukken gaan over het ontwerpen en analyseren van deze transmissielijn transformatoren, de toepassingsmogelijkheden ervan en de grenzen waarbinnen zij inzetbaar zijn en natuurlijk over de rol van ferrieten daarbij. Van
stroom- tot
transmissielijn transformator In
algemene vorm zal een transmissielijn transformator steeds opgebouwd zijn
volgens het principe van de stroomtransformator, die we in de vorige
aflevering al tegenkwamen, en die we nog even herhalen in figuur 9a.
Een transmissielijn bestaat uit twee geleiders die zo zijn samengesteld
dat er geen lekvelden optreden, hetgeen bij coaxkabels aardig het geval is; bij
een parallelle lijnen is dat wat minder maar voor dit verhaal nog goed
genoeg. De transmissielijn wordt daarom in figuur 9a symbolisch voorgesteld door
de transformator binnen de gestippelde doos. Deze verliesvrije transformator
heeft gelijke wikkelingen die onderling perfect gekoppeld zijn; d.w.z. de
stromen i1 en i2 zijn precies gelijk en onderling
tegengesteld. Omdat de transformator verliesvrij is, is de uitgangsspanning u2
gelijk aan de ingangspanning u1 Als
we transmissielijn transformatoren gaan ontwerpen komen we niet alleen
bovenstaand 1 : 1 type tegen, maar willen we ook ander overdrachtverhoudingen
kunnen maken. Een mogelijkheid toont figuur 9b, die ontstaat uit figuur 9a
als we punt D met punt A verbinden en de belasting Rb aansluiten
tussen punt C en punt B. De voeding U laten we tussen A en B.
We
zien dat de voeding over één wikkeling staat (een van de geleiders van de
transmissielijn) en de belasting over twee gelijke wikkelingen van onze
transformator. Hiermee hebben we dan een 1 : 2 auto-spanningstransformatie
gemaakt of 1 : 4 voor impedantie. De
stroom door wikkeling BD wordt nu niet meer uitsluitend bepaald door
belastingsweerstand zoals in figuur 9a, maar ook door de impedantie van de
wikkeling zelf. De extra stroom door de onderste wikkeling is een additionele stroom, die door de
signaalbron geleverd moet worden. Voor een optimale transformatorwerking
willen we deze parasitaire stroom natuurlijk zo klein mogelijk houden. Voor de rest van dit hoofdstuk gebruiken we het symbool van de coaxiale
transmissielijn. De transmissielijn wordt gevormd door de binnenader met de
binnenzijde van de mantel. De parasitaire stroom loopt dan langs de
buitenzijde van de mantel, die we in figuur 10 voorstellen als een impedantie
Zmant, parallel aan de transmissielijn,
waarmee deze parasitaire stroom wordt gescheiden van de transmissielijn. Alle
verdere berekeningen aan de asymmetrische coax transformator gelden echter
net zo goed voor transformatoren met symmetrische transmissielijnen (lint
lijn, getwiste aders).
Laten we eens wat nader naar de impedantie Zmant
kijken. Als we de transmissielijn erg lang maken ten opzichte van de golflengte,
zal de parasitaire stroom klein worden en de totale schakeling weinig
beïnvloeden. Een lange transmissielijn levert echter looptijdvertraging,
waardoor de fase van de uitgangspanning niet meer gelijk is aan die van de ingangspanning. Als we deze spanningen bij elkaar op
willen tellen, zoals bijvoorbeeld in figuur 9b, dan verkrijgen we alleen de
dubbele spanning over de belastingsweerstand bij een faseverschil tussen in-
en uitgang van 0° (zeer korte lijn) of elk veelvoud van 360°. De mantel van
de korte lijn heeft een lage impedantie en kan een wikkeling van de
transformator kortsluiten terwijl de lange lijn uitsluitend bruikbaar is rond
elk 360-gradenpunt. Hiermee is de transformator frequentie afhankelijk
geworden en dat wilden we nu juist vermijden. Een oplossing vinden we op de HF-banden door de transmissielijn kort te
houden (fase verschil 0°) en toch een hoge mantel impedantie te maken door de
lijn een aantal malen rond een ferriet kern te draaien. Afhankelijk van de
ferriet soort vinden we dan bij enkele wikkelingen al snel een voldoende hoge
impedantie en hiermee hebben we dan voor de parasitaire stromen een
mantelstroom smoorspoel gemaakt. Voor onze berekeningen kunnen we de
transformator (transmissielijnen) en de parasitaire effecten (mantelstromen)
apart behandelen. Omdat het EM veld geheel binnen de transmissielijn is ‘opgesloten’ maakt
het niets uit of de lijn recht is of opgerold. Het 'binnenveld' ziet niets
van de 'buitenwereld' (en omgekeerd) en dus ook niets van het materiaal
(ferriet) rondom de transmissie lijn; de transmissielijn behoudt al zijn
oorspronkelijke eigenschappen. We wezen er al op, dat we de transmissielijn kort willen houden. Als we bijvoorbeeld bij een transformator de bekende ferriet ringkern van
Soms is het mogelijk om meerdere transmissielijnen om dezelfde kern te
wikkelen. Waar dit zonder problemen kan, zullen we dat aangeven. Waar niet
aangegeven zullen we steeds met aparte ringkernen werken ter vermijding van
problemen met elkaar tegenwerkende kernvelden, die de werking van de
afzonderlijke ‘mantelstroomsmoorspoelen’ kunnen opheffen; dit effect kan de
transformator onder omstandigheden zelfs geheel onbruikbaar maken. Meer informatie over transmissielijnen en vooral veel praktisch
uitgewerkte en beproefde voorbeelden van transmissielijn transformatoren zijn
te vinden in het boek van Jerry Sevick,
W2FMI, 'Transmission Line Transformers', een uitgave van Noble
Publishing en verkrijgbaar bij de ARRL. Hierin staat ook hoe transmissielijnen gemaakt kunnen worden met
afwijkende karakteristieke impedanties, waarvan we er ook enkele zullen
tegenkomen in onze uitwerkingen verderop. Omdat de lijnen kort moeten zijn is
het goed mogelijk om deze zelf te construeren. Enkele typen transmissielijn
transformatoren
Transmissielijn transformatoren bestaan al bijna zo lang als er
transmissielijnen zijn. Hiervoor beschreven we al een basistype, waarbij met
een enkele transmissielijn een asymmetrische ingang wordt aangepast op een
symmetrische uitgang, al dan niet onder toepassing van een ferriet kern; zie
figuur 11.
Door de hoge impedantie van de mantel Zmant
wordt de uitgang van de transmissielijn ontkoppeld van de ingang en
zijn we dus ‘los van aarde’ gekomen. We krijgen hiermee een effectieve
onbalans-naar-balans transformator, de balun. In 1944 heeft Guanella verder gedacht op dit principe en in een artikel ‘Novel Matching
Systems for High Frequencies’
een beschrijving gegeven van een serie basistransformatoren. Het Guanellatype bestaat steeds uit meerdere
transmissielijnen waarvan de uitgangen en/of ingangen in serie of parallel
staan. Een voorbeeld van zo’n type vinden we in figuur 12.
We zien in dit type de ingangen parallel staan aan de generator met een
spanning U. Deze zelfde spanning vinden we terug op elk van de uitgangen van de
transmissielijnen, die nu echter in serie staan. Over de belastingsweerstand
Rb staat nu dus de dubbele ingangspanning,
waarmee we effectief een 1 : 2 spanningstransformator hebben gekregen en een
1 : 4 impedantietrafo. Enige tijd na Guanella heeft Ruthroff in 1959 een ander basistype
transformator geanalyseerd in het artikel ‘Some Broadband Transformers’,
waarbij steeds een uitgangsspanning wordt opgeteld bij een ingangsspanning.
Een voorbeeld van dit type hebben we in feite al in het begin beschreven en
zien we opnieuw in figuur 13.
De ingangsspanning U staat ook op de uitgang van de
transmissielijn. Doordat de mantelzijde van de uitgang verbonden is met de
aderzijde van de ingang tellen we de uitgangsspanning weer op bij de ingangspanning waardoor over de belastingsweerstand Rb
de dubbele spanning ontstaat, net als bij de Guanella transformator. We hebben
daarmee weer een 1 : 4
impedantietransformator gemaakt.
Het is duidelijk dat er verschillen in opbouw bestaan tussen het
allereerste basistype, de Guanella en de Ruthroff types. Deze verschillen
zien we onder andere terug in het frequentiegedrag, de belastbaarheid, de
invloed van de mantel impedantie en andere zaken. De
bandbreedte van transmissielijn
transformatoren
De bruikbare bandbreedte van transmissielijn transformatoren wordt aan de
laagfrequente kant bepaald door de mantel impedantie en aan de hoge kant door
de lengte van de transmissielijn(en), de lijnlengteverschillen, de juiste
afsluiting van deze lijnen en optredende parasitaire capaciteiten. Met goed
uitgekiende transformatoren kunnen zeer brede frequentiegebieden worden
bestreken; afhankelijk van type en toepassing zijn bereiken van minder dan 1
MHz tot veel meer dan 100 MHz haalbaar. De bandbreedte definitie Om iets te kunnen zeggen over bandbreedte moeten we eerst weten wat we
onder bandbreedte verstaan. We voeren de volgende definitie in, die overigens
vrij willekeurig is maar die naar behoefte kan worden aangepast. Onder de bandbreedte van een transmissielijn transformator nemen we voor
dit verhaal het frequentiebereik waarbinnen de staandegolf
verhouding SWR kleiner of gelijk is aan 1,5. Deze conditie wordt gemeten aan
de ingang van de transformator, waarbij de uitgang wordt afgesloten met zijn
juiste afsluit impedantie. Anderen nemen hiervoor soms een andere
misaanpassing en de eerder genoemde Sevick gebruikt
hiervoor graag SWR = 2. De laagfrequente kant Aan de laagfrequente kant wordt de SWR bepaald door de impedantie van de mantel
van de transmissielijn. Deze vinden we vaak terug als een parallel impedantie
Zmantel aan de ingang Zin,
zoals we in de inleiding gezien hebben, of kan daar gemakkelijk naar
omgerekend worden zoals we verderop zullen zien. Bij lage frequenties is Zmantel vrijwel inductief; Zmantel = XP. De reactantie van de
zelfinductie die een zekere SWR veroorzaakt is te berekenen uit:
Laten we weer eens kijken naar de transformator uit de inleiding, die een
impedantie transformatie van 1 : 4 verzorgde. We veronderstellen dat deze
gebruikt wordt om een 200 W belastingsweerstand te transformeren naar een
ingangsimpedantie van 50 W. Als we, ten gevolge van de parallelle mantel
impedantie, aan de ingang SWR < 1,5 verlangen, dan volgt uit bovenstaande
formule:
en hieruit volgt XP =
50∙2,45 = 122,5 W. Dit komt bij 1,8 MHz overeen met een zelfinductie van 10,8 mH, en deze wordt bereikt door op een Voor elke gewenste SWR kunnen we de hiervoor benodigde parallel
impedantie uitrekenen en zelfs bij een tien keer zo hoge parallel
impedantie aan de ingang van de
transformator (en dus ruim drie keer zoveel windingen) komen we nog uit op
een SWR = 1,11. We vinden dus altijd wel een zekere verstoring aan de ingang
van de transformator terug. Voor de bepaling van de bandbreedte van de transformator zullen we
volgens onze definitie steeds de grensfrequenties noemen waarbij geldt SWR =
1,5. Bij de bepaling van de minimale parallel impedantie van de transformator
aan de laagfrequente kant zullen we daarom steeds een factor Xp = 2,5 ∙Zin toepassen.
Aan de hoogfrequente kant krijgen we o.a. te maken met de transformerende eigenschappen van de transmissielijn wanneer deze niet-karakteristiek is afgesloten. Transformatie van een onjuiste afsluitweerstand naar de ingang van de transformator heeft een groter effect naarmate de frequentie hoger is en derhalve de relatieve lengte van de transmissielijn groter. We kunnen hieruit dus concluderen dat de mate van misaanpassing het gedrag van de transformator vooral aan de hoogfrequente kant zal beïnvloeden. Een verdere beïnvloeding van het
transformatorgedrag vinden we in de parasitaire capaciteiten die we steeds
rondom de transformator terug vinden; ingang naar uitgang, en parallel aan
ingang en uitgang. Ook deze zullen een belangrijker bijdrage leveren naarmate
de frequentie hoger wordt. Net als bij de inductie
transformator is een zorgvuldige opbouw met voldoende scheiding (afstand)
tussen in-en uit-gang ook hier weer van belang.
Conclusies over de bandbreedte Samenvattend kunnen we dus stellen dat, als we willen dat een
transmissielijn transformator ver doorloopt naar de hoogfrequente kant, het aantal windingen zo
klein mogelijk moet zijn. Als we het aantal windingen zo klein mogelijk
willen houden, en we toch een voldoende hoge mantel impedantie aan de ingang
willen terug vinden, zouden we daarom kunnen overwegen om een kern met een
hoge permeabiliteit te kiezen; 4A11 i.p.v. 4C65. We zien dus steeds een
uitruil van gewenst gedrag een de
laagfrequente zijde (meer windingen, betere SWR) tegen beter gedrag aan de
hoogfrequente kant (minder windingen, minder looptijdverschillen en een
betere tolerantie tegen misaanpassing). De maximale transformatorbelasting Vaak worden transmissielijn transformatoren toegepast in
vermogensversterkers. Het heeft dus zin om na te gaan welke factoren de
maximale belasting van dit type transformator bepalen en hoe we deze kunnen
berekenen. Het vermogen in de transmissielijn verliezen kunnen we hierbij
verwaarlozen omdat de lijnen zo kort zijn. De toegepaste transmissielijnen worden doorgaans gespecificeerd voor een
maximale spanning tussen de geleiders. Deze spanning zal in de toepassing van
transmissielijn transformatoren echter niet snel worden overschreden. Bij RG
58 materiaal wordt een maximale spanning van ca
1000 volt opgegeven en deze waarde wordt in een 50 ohm systeem pas
overschreden bij vermogens boven 10 kW. Dit vermogen kan overigens niet echt
via RG 58 kabel worden getransporteerd omdat de bijbehorende stroom dan veel
te groot zou worden ( Bij andere typen transmissielijn kan deze maximale spanning anders zijn
en vooral bij toepassing van zogenaamde miniatuur coax moet even naar deze
maximum spanning worden gekeken, al zal deze bij amateur toepassingen niet
snel worden overschreden. De maximale inductie in de kern We hebben al eerder gezien dat de maximale inductie in het ferrietmateriaal een bepaalde waarde niet mag
overschrijden indien we deze transformatoren willen bedrijven in het lineaire
gebied. Deze maximale inductie bepaalden we eerder op Bmax
= 0,2 Bsat en de bijbehorende formule voor de
maximale spanning over de spoel (formule 5) vonden we als: UL(inductie) <
0,89 ∙ m ∙ Bsat ∙
f ∙ n ∙ A Het verliesvermogen in de kern Een laatste beperking wordt tenslotte gevonden in de maximaal toelaatbare
temperatuur van het kernmateriaal als gevolg van het opgewekte vermogen in de
kernverliezen. We hadden al eerder een handzame formule afgeleid voor het
verband tussen dit vermogen en de spanning over de spoel in formule 19a: __________________ UL(dissipatie) = ÖPmax ∙ (Q/6 + 1/Q) ∙ XL Het is overigens verstandig om bij elke toepassing op elke frequentie
zowel de grens voor de maximale inductie als de maximale dissipatie te
berekenen, zeker wanneer gebruik wordt gemaakt van de verhogingsfactoren uit
tabel 4; de laagste van de twee ‘maximale spanningen’ bepaalt dan de
toepassingsgrens. Guanella en Ruthroff transformatoren
In dit hoofdstuk worden van een
aantal transmissielijn transformatoren de werking en eigenschappen besproken.
Bij het ontwerpen en analyseren van deze trafo’s is het handig als we steeds
de eerder beschreven drie basisprincipes scherp in het oog houden, en daarom
zetten we die hier nog even op een rijtje: De stromen door de geleiders zijn gelijk en lopen t.o.v. elkaar steeds in
tegengestelde richting. (31) De ingangsspanning van de lijn is gelijk aan de uitgangsspanning.
(32) Er is geen verbinding tussen de ingang en uitgang van de
transformator anders dan via de transmissielijn (maximale ontkoppeling).
(33)
De 1 : 1 transmissielijn transformator
De eenvoudigste transmissielijn transformator is de 1 : 1 balun zoals
deze is afgebeeld in figuur 14.
Deze transformator bestaat uit een stukje transmissielijn
dat gewikkeld is rond een ferriet kern. De generator (b.v. onze zender) staat
aan de ingang van de transformator en de generatorspanning vinden we ook weer
terug aan de uitgang volgens basisregel 32. De generator levert een stroom i,
die ook door de belasting Rb loopt.
Omdat de transmissielijn gewikkeld is rond een ferriet
kern bestaat er een hoge impedantie tussen de in- en uitgang van de
transformator en hebben we hiermee de belasting geheel geïsoleerd van de
generator (basisregel 33). Het staat ons nu vrij om een willekeurige zijde
van de belasting aan ‘aarde’ te leggen of juist nergens aan. In dat laatste
geval hebben we een effectieve ‘onbalans–naar–balans’ transformator
gecreëerd, de ‘balun’.
De analyse van deze 1 : 1 balun is eenvoudig. Over de belastingsweerstand
staat een spanning u en er loopt een stroom i. Er geldt: Rb = u/i Elke impedantie in figuur 14 wordt op dezelfde manier gekarakteriseerd door
de stroom die er doorheen loopt en de spanning die er overheen staat. In
figuur 14 zien we b.v. dat de generator bij
een spanning u, een stroom i levert. De generator ziet daarom een
ingangsimpedantie Zin = u/i en dit is weer gelijk aan Rb We vinden hier dus de verwachte impedantie transformatie tussen in- en
uitgang in de verhouding 1 : 1. Op dezelfde wijze zien dat de transmissielijn een stroom i voert terwijl
er een spanning u over staat. Voor een reflectievrije afsluiting dient de
transmissielijn daarom een karakteristieke impedantie te hebben: Z0 = u/i = Rb De karakteristieke impedantie van de transmissielijn dient dus gelijk te
zijn aan de belastingsweerstand. De bovenstaande analyse lijkt triviaal, nodeloos ingewikkeld en daardoor
overbodig. Het principe van deze analyse blijkt echter een krachtig stuk
gereedschap waarmee we andere transmissielijn transformatoren met succes
kunnen doorgronden zoals we verderop zullen zien bij de Guanella en Ruthroff
transformatoren. De 1 : 1 balun, basis mantelstroom
smoorspoel toepassing De zojuist geanalyseerde 1 : 1 balun komen we vaak tegen als we een
symmetrische antenne willen verbinden met een asymmetrische voeding (kabel
en/of generator). Zonder balun ziet de antenne nu zowel de impedantie van de coaxkabel (tussen beide dipool helften), alsook een extra draad naar aarde, de buitenzijde van de coax mantel (op één helft). De buitenzijde werkt hier dus als een verlenging van de antenne, die zowel signaal oppikt (computer en TV van de buren) maar ook uitstraalt bij het zenden. Dit laatste beïnvloedt niet alleen het stralingspatroon van de antenne, maar voert ook een deel van het HF-vermogen terug naar de shack, waar de goede werking van onze apparatuur kan worden verstoord. Een voorbeeld van deze situatie vinden we in figuur 15: Symmetrische antenne met coax voeding.
Hoeveel vermogen er aan de coax mantel wordt afgegeven hangt af van de lengte daarvan, maar we kunnen ons vervelende situaties voorstellen wanneer deze lengte een zodanig verband heeft met de golflengte waarop we werken, dat in de buitenzijde van de mantel een grote stroom gaat lopen. Ter voorkoming van alle genoemde onplezierige situaties bij zenden en ontvangen moeten we dus de buitenmantel stromen onderbreken (zo klein mogelijk maken). Een goede oplossing hiervoor is de toepassing van een 1 : 1 balun, die in deze toepassing ook wel als ‘mantelstroom smoorspoel’ wordt aangeduid. De 1 : 1 transmissielijn transformator kunnen we gemakkelijk tot stand brengen door de voedingscoax aan de antennezijde een aantal malen door een ferriet ringkern te halen. Zoals we eerder al opmerkten heeft de voedingscoax heeft hier geen last van, omdat het totale veld binnen de kabel blijft, of die nu recht is of wordt opgerold. Uit de transformatoranalyse volgde al dat bij een belastingsimpedantie van 50 Ohm, een transmissielijn impedantie hoort van eveneens 50 Ohm. Het transmissielijn-balun model Als we ons voorstellen dat de stralingsweerstand van de symmetrische antenne keurig verdeeld is over de twee antenne helften en de balun de stromen in de buitenmantel moet onderbreken, komen we tot figuur 16: het 1 : 1 transmissielijnbalun model.
In figuur 16 vinden we de balun terug als het bovenste deel van de
voedingscoax, gewikkeld rond de ferriet ring, waarna de voedingslijn verder
gaat naar de transceiver. De impedantie Zmantel
vertegenwoordigt de mantel impedantie met zijn inductieve deel en verliezen.
Voor de modelberekening veronderstellen we verder dat de voedingscoax kort is
en onze transceiver aan aarde ligt. In de praktijk is dit wellicht anders,
maar deze veronderstelling maakt het model inzichtelijk en levert bovendien
een uiterste toestand; de werkelijkheid is dan altijd minder ernstig. We kunnen nu gemakkelijk aan het balun model rekenen en gaan hierbij uit
van een zendvermogen van 100 Watt en een laagste werkfrequentie van 1,8 MHz
(uit tabel
2 de waarden behorende bij 1,5 MHz). Veronderstellen we verder een
antenne stralingsweerstand van Rant
= 50 W, dan staat hierover een spanning van: ______ U = √P . Rant = 70,7 V Over elk antenne 'been' (Rant / 2) vinden we hiervan de helft
terug, dus ca 35 V. Gebruiken we voor onze balun een AL-waarde van 940. Met behulp van formule 8 vinden we de vorm
factor F: F = m0 ∙ A / l = AL / mi = 940 .10–7 / 700 = 1,34 .10-9 Uit formule 14 volgt dan de toepassingsfactor op 1,5 MHz: AZ(1,5MHz) = F ∙ mC(1,5 MHz) = 1,34 ∙ 10-9 ∙
916 = 1227 ∙10-9 We wikkelen de (RG58) coax 5 maal om de ringkern en verkrijgen dan op de
frequentie van 1,5 MHz, een buitenmantel impedantie van: Zmantel = w ∙ n² ∙ AZ(1,5MHz) = 289 W Deze waarde is ruim 11 maal zo groot als de impedantie hieraan parallel (Rant
/ 2 = 25 W). De mantel speelt dus nauwelijks meer een rol
in het impedantie verhaal. Bij hogere frequenties wordt dit alleen maar beter en hiermee hebben we
dus een effectieve scheiding aangebracht tussen de antenne en de
voedingskabel en komt er geen energie meer terug in de shack. Inductie en vermogen in de balun In formule 5 hebben we een mogelijkheid om de maximaal toegestane
veldsterkte in de gekozen UL < 0,89 ∙ Bsat
∙ f ∙ n ∙ A = 0,89 ∙ 0,33 ∙ 1,5 ∙
106 ∙ 5 ∙ 1,18 ∙ 10-4 = 257 V. Deze maximale mantelspanning staat ook over de halve stralingsweerstand,
zodat de totale spanning die de zender levert het dubbele wordt, 514 V. In een 50 W systeem wordt deze waarde bereikt bij een
ingangsvermogen van 5,3 kW. De beperking zal in dit geval eerder gevonden worden in het vermogen dat
in het ferriet wordt gedissipeerd. Dit berekenen we onder dezelfde
omstandigheden met formule 19, en maximaal 4 Watt in de __________________ UL(dissipatie) = ÖPmax ∙ (Q/6 + 1/Q) ∙ XL = 86 V. We hadden deze mantelstroom smoorspoel annex 1 : 1 balun ook ‘op lucht’
kunnen wikkelen. Als we hiervoor dezelfde impedantie verlangen (289 W) op dezelfde frequentie (1,5 MHz) en de door
ARRL aanbevolen spoeldiameter van ongeveer tien centimeter toepassen, dan
komen we uit op een spoel van ca 14 windingen. Deze
spoel is niet alleen veel groter dan onze ferriet balun maar heeft bovendien
een veel grotere parallelcapaciteit, waardoor ze minder breedbandig zal zijn.
De luchtspoel balun is echter wel geschikt voor veel grotere vermogens. Een andere bekende oplossing ter voorkoming van mantelstromen bestaat uit
het volhangen van een lengte voedingskabel (meestal zo’n Er dient te worden opgemerkt dat de coax mantel zelf aan de buitenkant
ook een impedantie vertegenwoordigt: bij lange kabels (meerdere golflengten)
wordt de impedantie zo hoog, dat er geen mantelstroom van betekenis meer kan
lopen. We betalen deze oplossing overigens weer op andere wijze, omdat b.v.
drie golflengten RG 58 kabel ( De 1 : 1 balun is nog eens apart uitgewerkt en vergeleken met zijn
alternatieven in het verhaal: De balun. Zie verder voor de uitwerking van enkele meer gecompliceerde
transmissielijn transformatoren het hoofdstuk "Transmissielijn trafo's,
voorbeelden en analyse". Bob J. van Donselaar, on9cvd@veron.nl |
|
